Функция за неопределеност на сигнала с честота на линейна модулация. Приемане на VCR за публикуване в SPbGET "LETI" FCM сигнал в радар

FCM е разделянето на оригиналния радиоимпулс на n части с еднаква продължителност и в контакт една с друга. в този случай съседните части могат да бъдат изместени във фаза. Най-широко използваната система е противофазна система, при която отместването е 0 или 0.

Пример за RI с FCM:

Ориз. Код 00010

RI приемник с FCM.

Ориз. Структурна схема.

LZ – линия на забавяне, PV – фазоизмествач, RI – радиоимпулс.

Основната особеност на разглеждания приемник е, че централната част на изходния радиоимпулс е n пъти (n=5) по-къса от продължителността на входния радиоимпулс. Следователно RF с FCM, както и RF с RFM, се използват за разграничаване на близко разположени цели.

Нека разгледаме следния въпрос: какви кодове позволяват да се създаде приемник, в който централният радиоимпулс има амплитуда n пъти по-голяма от амплитудата на страничните радиоимпулси (тъй като само в този случай можем да говорим за стесняване на сондирането) радиоимпулс n пъти на входа на радиоприемника).

RF с FCM с това свойство имат кодове, които се извикват Баркер кодове. Колко кода на Barker са известни? Днес са известни кодове с числа до n = 13:

	Баркер кодове

Начертайте сами блокова диаграма за n=7.

Генериране на RF с FCM.

Ефект на пасивните смущения върху откриването на радарни сигнали.

Пасивните смущения са смущенията, които възникват в резултат на отразяването на сондиращи сигнали от обекти, които не са цели. Може да бъде от естествен (облаци, сняг) или изкуствен произход (маскиращи рефлектори).

Физическата предпоставка за разделяне на сигналите, отразени от бързо движеща се цел (самолет) и бавно движещо се препятствие (облаци), е Доплеровото изместване на сигнала. Например: km/h -Hz, km/h -Hz (отместване спрямо честотата).

Оптимален филтър за "небял" шум.

Нека спектралната плътност на мощността не бял шумили намесата се характеризира със зависимост. Ние използваме трансформацията на тази зависимост в такава, която вече няма честотна зависимост, тоест същата като белия шум. Такъв преобразувател се нарича избелващ филтър. Нека честотната характеристика на такъв филтър е. Тогава трябва да бъде. Този избор се определя от израза за общата шумова мощност. По този начин изразът на интегранд няма да зависи от честотата, за разлика от белия шум. Реалните граници на интеграцията са крайни. В резултат на това избеленият шумов спектър може впоследствие да се трансформира по същия начин, както в случая на бял шум, тоест могат да се използват предварително разработени OF.

Блоковата схема на оптималния приемник за пасивни смущения ще изглежда така:

Коефициентът на предаване на цялото устройство ще бъде

Израз за усилването на честотата на оптималния филтър за "небели" смущения.

В специалния случай на използване на бял шум.

Графичен анализ на коефициента на предаване.

Ориз.

Оптимален приемник на радиоимпулси.

Спектърът на периодична последователност от радиоимпулси е линеен, с характерните параметри, показани на фигурата.

Ориз. Спектър за безкрайна последователност ().

Ако последователността съдържа m импулса и m > 1, тогава всяка линия от спектъра се разширява.

Поради ефекта на Доплер, спектърът на смущението се измества спрямо спектъра на сигнала от целта, така че честотните компоненти на единия спектър ще бъдат разположени в интервала между честотните компоненти на другия спектър (вижте фигурата) .

Ориз.

От фигурата следва, че смущенията могат да бъдат премахнати с помощта на многолентов филтър, в който лентите на пропускане са разположени по същия начин като лентите на целевия спектър, а лентите на поглъщане са разположени като лентите на интерфериращия спектър. Такъв филтър се нарича филтър за отхвърляне на гребен (CRF).

Глава 1 - Методи за обработка на цифрови PCM сигнали

1.1 Постановка на проблема

1.2 Класификация на методите за потискане на страничния лоб компресиран! за нас нала

1.2.1 Методи за първична и вторична обработка

1.2.2 Спектрални и времеви методи за обработка

1.2.3 Итеративни и повторни методи за обработка

1.2.4 Адаптивни методи

1.3 Описанието е оригинално! o &gp на алгоритъма адаптивно1 o импулсна компресия

1.4 Заключения към глава

Глава 2 - Математическо описание на системата

2.1 Обобщено представяне на системата

2.2 Описание на сондиращия FKM-ssh pala

2.2.1 Описание на сондиращия сигнал за PJIC odpocapalpa

2.2.2 Описание на сондиращия сигнал вектор1 за поляризационен PJIC

2.3 Моделиране на радарни обекти

2.3.1 Импулсен спектър на радарния обект за единичен капалполюс на PJIC

2.3.2 Описание на модели на радарни обекти за поляризиран PJIC

2.4 Фактори, влияещи върху точността на оценката на импулсната реакция на радарния обект

2.5 Системен шум

2.6 Критерии за оценка на нивото на страничните лобове на сигнала на изхода на филтъра за компресия

2.7 Глава Заключения

Глава 3 - Алгоритми за адаптивно филтриране

3.1 Използване на адаптивна обработка при филтриране на сигнали

3.2 Адаптивен алгоритъм за odpocapalpoy PJIC

3.2.1 Използване на съвпадащ филтър като част от адаптивен филтър за PJIC с една капка

3.2.2 Описание на адаптивния ритъм за PJIC unipocapalpa

3.2.3 Описание на адаптивния филтър за едноканален PJIC

3.3 Адаптивен алуритъм за поляризиран PJIC

3.3.1 Използване на матрично съгласуван филтър като част от адаптивен филтър за поляризационен PJIC

3.3.2 Описание на адаптивен alurit за поляризиран PJIC

3.3.3 Описание на адаптивния филтър за поляризационен PJIC

3.4 Заключения за първата лава

Глава 4 - Проучване на предложените адаптивни алгоритми

4.111rimspspie адаптивен! относно алгоритъма за едноканален PJIC

4.1.1 Приложение на aluritma за различни моделирадарни обекти

4.2 11имплементация на адаптивния скоростен ритъм за поляризация PJIC 96 4.2.1 11имплементация на алгоритъма за различни модели радарни обекти

4.4 Заключения относно глава I 4 109 Заключение 111 C11 и литература 113 Приложение A 119 Приложение B

Списък на съкращенията

LCF - автокорелационна функция;

ASI - адаптивна импулсна компресия;

LF - адаптивен филтър;

ICF - интеркорелационна функция;

DD - динамичен диапазон;

IH - импулсна характеристика;

Chirp - линейно честотно модулиран;

MSO - минимална средноквадратична грешка;

PJI - радар;

PJIC - радарна станция;

MSD - средноквадратично отклонение;

UBL - ниво на страничния лоб;

FKM - фазово-кодово манипулирано;

FN - функция на неопределеност;

ESR - ефективна повърхност на разсейване.

Препоръчителен списък с дисертации

• Изследване на симулационни алгоритми за трансформиране на сложно модулирани радарни сигнали за измерване на параметрите на радарни станции 2005 г., кандидат на техническите науки Нгуен Хуу Тхан

• Разработване и изследване на метод за повишаване на шумоустойчивостта на радари със сложни квазинепрекъснати сигнали 2003 г., кандидат на техническите науки Нилов, Михаил Александрович

• Синтез на сигнали с псевдослучаен закон на амплитудно-фазова манипулация и методи за тяхната обработка в радар с квазинепрекъснат режим на работа 2005 г., доктор на техническите науки Бистров, Николай Егорович

• Потискане на корелационния шум при обработка на дискретни радиосигнали, използвайки метода на конюгирано съгласувано филтриране 2003 г., кандидат на техническите науки Мелников, Алексей Дмитриевич

• Подобряване на параметрите на видимостта на радарната цел в радарите за контрол на въздушното движение с помощта на цифрова адаптивна пространствено-доплерова обработка на ехо сигнали 2000 г., кандидат на техническите науки Савелиев, Тимофей Григориевич

Въведение в дисертацията (част от автореферата) по темата „Адаптивни алгоритми за намаляване на нивото на страничните лобове на отговора на изхода на филтъра за компресиране на PCM на радарни сигнали“

От самото начало теорията на радара се развива главно като теория, която разглежда така наречените точкови цели. Истинската цел обаче често е сложен обект, състоящ се от комбинация от елементи, и има нужда да се определят техните обхвати и интензитета на отраженията, отразени от тези елементи! улов

Много съвременни радарни системи (PJIC) използват комплексен фундаментален сигнал. Използването на сложни сигнали в сравнение с простите има редица предимства, по-специално постигането на висок радарен потенциал с ограничена мощност на излъчване и повишена устойчивост на шум. Сред голямото разнообразие от сложни американски сигнали са намерили приложение сигналите, манипулирани с пожарен код (FCM). Функцията на несигурност на такива сигнали има форма, която изключва еквивалентността на изместването във времето и честотата, характерни, например, за липидно-честотно модулирани (chirp) сигнали.

По време на обработката отразените сигнали се сгъват в къси импулси във филтър за компресиране (компресирани). Като правило за това се използва съвпадащ филтър (MF). Продължителността на компресирания фазово-код картографиран сигнал се приема за ширината на главния пик, но извън него се наблюдават странични максимуми (странични лобове).

Смесеният приемен филтър PJIC може да се счита за оптимален, ако радарният обект е представен от едноточков рефлектор и сигналът се получава на фона на допълнителен бял шум. При наблюдение на сложен радиолокационен обект, състоящ се от набор от отразяващи елементи, използването на SF не е оптимално.

Нивото на страничните лобове (US1) на компресиран сигнал може значително да надвишава не само нивото на шума, но и нивата на полезните сигнали. Смущаващото влияние на страничните лобове се проявява в маскирането на информационните пикове от слаби сигнали. На практика често е важно да не пропуснете полезен слаб радиосигнал от рефлектор с малка ефективна повърхност на разсейване (ESR) на фона на смущаващи отражения от обекти с голяма ESR. Например, напълно отразен импулс често се губи при по-силни отражения от чужди обекти в близост до целта. Това явление значително ограничава динамичния обхват на амплитудите на полезните сигнали, обработвани от PJIC, и възможността за разширяването му с помощта на една приета реализация е особено привлекателна.

Проблемът с намаляването на нивото на страничните лобове чрез компресирана сишала е от значение както за уникапиталния, така и за поляризационния (mpojucapal) PJIC. При поляризиран PJIC ситуацията се влошава от факта, че при пълно поляризационно отчитане едновременно се излъчват два ортогонални сигнала и нивото на страничните лобове се определя както от тяхната авто-, така и от кръстосана корелация.

Като се има предвид, че местоположението на рефлекторите в радарния обект и интензитетът на отразените от тях сигнали са произволни, възниква проблемът да се синтезират регулируеми (адаптивни) ритми на спирачките и съответните филтри, чиито параметри и структура се променят във времето. За да могат характеристиките на системата да бъдат променливи и да могат да се адаптират към променящите се условия на радарно наблюдение (на различни обекти), е необходимо да се използват адаптивни филтри.

По този начин, изследователска работа върху синтеза на адаптивни алритми за намаляване на страничните лобове на отговора на изхода на FCM компресионния филтър на радарните системи! уловите, разпръснати от сложни радарни обекти, могат да се считат за уместни.

Целта на тази дисертация е разработването на адаптивни сигнали за намаляване на нивото на страничните лобове на отговора на изхода на филтъра за компресиране на сигнала FCM за еднокапков PJIC и поляризационен PJIC, което позволява да се увеличи радарната наблюдаемост на малки -размерени цели на фона на обекти с голям RCS и да се изследва тяхната ефективност.

В съответствие с това бяха поставени и решени следните основни задачи.

1. Определяне на математически модели на сондиращия сигнал за еднокапков и поляризиран PJIC.

2. Определяне на модели на радарни обекти за еднокапков и поляризационен PJIC.

3. Разширяване на динамичния обхват на амплитудите на полезните получени PJIC сигнали според една приета реализация чрез намаляване на нивото на страничните лобове на компресирания сигнал.

4. Провеждане на числено моделиране на адаптивния алгоритъм за еднокапков PJIC и разработване на негова база на адаптивен алгоритъм за поляризационен PJIC.

5. Изследване на ефективността на разработените адаптивни филтриращи алгоритми.

Уместност на изследването

Решаването на тези проблеми е уместно на настоящия етап от развитието на радара, тъй като разширяването на динамичния обхват на полезните амплитуди на сигнала ни позволява да избегнем усложненията, свързани с наличието на големи странични лобове на компресиран сложен сигнал и е уместно [1].

Тези задачи са особено подходящи за поляризационен радар, тъй като позволяват да се намалят грешките при определяне на елементите на матриците на разсейване на целта както по време на последователни, така и при едновременни измервания.

Изследователски методи. Проведените изследвания се основават на методите за адаптивна обработка на сигнали, теорията на сложните сигнали, оптималните методи за радиоприемане и статистическата теория на радара. В процеса на изследване са използвани методи на математическо моделиране.

При извършване на математическо моделиране е използван приложният пакет MatLAB 7.0.

Практическото значение на работата се определя от нейната насоченост към повишаване на ефективността на радарните системи.

Резултатите, получени в работата, позволиха:

1. Използвайки професионални методи, оптимизирайте обработката на радарните канали според една приета реализация.

2. Разработване на адаптивен алгоритъм за едноконтурен PJIC, който позволява намаляване на нивото на страничните лобове на получения компресиран траверса. Динамичният обхват на едноканалните PJIC за моделите на радарни обекти, описани в работата, беше увеличен със 7-23 dB, а средната квадратна грешка на оценките на импулсните характеристики на радарните обекти беше намалена с 8-32 dB. Направено е сравнение със сигналите на изхода на съгласуван филтър, при равни други условия.

3. Разработване на адаптивен алгоритъм за поляризация PJIC, който позволява намаляване на нивото на страничните лобове на получения компресиран сигнал. Динамичният диапазон на поляризационните PJIC за моделите на радарни обекти, описани в работата, беше увеличен с 8 - 19 dB, а средната квадратна грешка в оценките на импулсните характеристики на радарните обекти беше намалена с 8 - 17 dB. Сравнението беше направено със сигналите на изхода coi на лазерния матричен филтър при равни други условия.

Структура и обхват на дисертационния труд

Дисертацията се състои от увод, 4 глави, заключение и списък с използвана литература, включващ 72 заглавия и 2 приложения. Работата съдържа 122 страници, 36 фигури и 7 таблици.

Подобни дисертации по специалност "Радиолокация и радионавигация", 05.12.14 код ВАК

• Синтез на изчислителни ядра за цифрово съгласувано филтриране на радарни сигнали върху съвременна елементна база 2005 г., кандидат на техническите науки Пяткин, Алексей Константинович

• Повишаване разделителната способност на информационните системи по време на пристигане на сигнали в условия на взаимни смущения 2010 г., кандидат на техническите науки Мишура, Тамара Прохоровна

• Свръхшироколентов радар за въздушни обекти с безинерционен изглед на космоса 2005 г., доктор на техническите науки Вовшин, Борис Михайлович

• Алгоритми и устройства за намаляване на нивото на страничните лобове при компресиране на сложни сигнали на радиотехнически системи 2007 г., кандидат на техническите науки Варламов, Дмитрий Лвович

• Цифрова обработка на сигнали с атомни функции в радиофизични приложения 2005 г., кандидат на физико-математическите науки Смирнов, Дмитрий Валентинович

Заключение на дисертацията на тема „Радар и радионавигация”, Бабур, Галина Петровна

Резултатите от работата бяха използвани в учебния процес при изнасяне на лекции и провеждане на практически занятия със студенти от радиотехническия факултет към катедрата по радиотехнически системи по дисциплините „Проектиране на радиотехнически системи“ и „Теория на електрическите комуникации“. Също така, резултатите от дисертационния труд бяха внедрени по време на изследователската работа „Решаване на проблема с използването на сложни сингали в проблема за правилното оценяване на матрицата на разсейване на радарния обект“ по проект RI-111/004/006 FTSPTN „Изследване и развитие в приоритетни области на развитието на науката и технологиите” за 2002-2006 г. (държавни регистрационни номера: рег. № 01200611495, инвентарен № 02200606700).

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

Дисертационният труд решава актуалния научен и технически проблем за разширяване на динамичния обхват на амплитудите на полезните приети ултразвукови импулси в едноканални и поляризационни радари с PCM звукови сигнали. Разширяването на динамичния обхват се дължи на адаптивната обработка, което прави възможно значително намаляване на нивото на страничните лобове на функцията за реакция на изхода на филтъра за компресия на получения сигнал.

В тази работа бяха получени следните основни резултати.

1. Разработен е адаптивен алгоритъм за намаляване на нивото на страничните лобове на отговора на изхода на филтъра за компресиране на сигнала FCM за радар с една капка съгласно една приета реализация чрез поетапна обработка на входния сигнал .

2. Разработен функционална диаграмаадаптивен филтър за радар с едно падане, използващ съвпадащ филтър.

3. За поляризационен радар е разработен адаптивен алгоритъм за намаляване на нивото на страничните лобове на отговора на изхода на филтъра за компресия на сигнала PCM съгласно една приета реализация чрез поетапна обработка на векторния входен сигнал. Алгоритъмът позволява да се намали нивото на страничните лобове на компресирания сигнал, причинено както от не-куршумна автокорелация, така и от ненулева кръстосана корелация на използваните сигнални сигнали.

4. Разработена е функционална схема на адаптивен филтър за поляризационен радар, използващ съгласуван матричен филтър. Характеристика на филтъра е наличието на кръстосани връзки между каналите за обработка на сигнала.

Разработените адаптивни алгоритми за обработка позволяват:

1. Разширете динамичния обхват на амплитудите на полезните получени радарни сигнали чрез адаптивна обработка на сигнали на изхода на филтъра, координирани със сложен PCM сигнал. За дадените модели обекти PJI разширението на динамичния обхват за едноканален радар беше 7-23 dB, за поляризационен радар - 8-19 dB.

2. Намалете нивото на страничните лобове на компресираните сигнали, без да увеличавате основата на сондиращите FCM сигнали.

3. Увеличете точността на оценката на импулсната характеристика на радарните обекти. Намаляването на средната квадратична грешка в IR оценката на различни радарни обекти на изхода на адаптивния филтър за едноканален радар в сравнение със съгласуван филтър беше 8-32 dB за случая на поляризация PJIC, средната квадратна грешка в IR оценката беше намалена с 8-17 dB.

4. Адаптивният алгоритъм за поляризация PJIC дава възможност за намаляване на страничните лобове, които се определят не само от автокорелацията на сложни сигнали, които са част от векторния сондиращ сигнал, но и от тяхната взаимна (кръстосана) корелация.

Теоретичните резултати от работата имат практическа насоченост:

1. Разработените адаптивни алгоритми позволяват да се разшири динамичният обхват на амплитудите на полезните получени сигнали в PJIC с единичен капацитет и поляризация с FCM сигнали чрез намаляване на нивото на страничните лобове на компресираните сигнали. Това дава възможност да се намали ефектът на маскиране на цели с голям RCS върху близки цели с малък RCS, това подобрява откриваемостта на радара и разпознаването на малки цели.

2. Представените адаптивни алгоритми позволяват да се повиши точността на оценката на импулсната характеристика на наблюдаваните радарни обекти.

3. При извършване на радарно откриване на разпределени обекти, които могат да бъдат описани от набор от точкови отражатели, разработените алгоритми позволяват да се увеличи контрастът на радарното изображение.

Анализът на алгоритмите, разработени и представени в тази работа, показва предимството на адаптивните алгоритми за обработка на сложни радарни сигнали в сравнение с традиционните методи, а именно съпоставеното филтриране.

Списък с литература за дисертационно изследване Кандидат на техническите науки Бабур, Галина Петровна, 2006 г

1. Бабур Г.Г1. Адаптивен филтър за поляризационен радар със сложни сигнали. Новини на Томския политехнически университет, том 309, № 8, 2006 г.

2. Бабур Г.П. Разширява динамичния обхват на поляризираните PJIC със сложни сигнали, без да увеличава тяхната база. „Сборници на завършилите висше училище TUSUR.“ И*д-во ТУ СУР, 2005, 216 с. от илюстрация. ISBN 5-86889-256-9.

3. Проектиране на радарни приемни устройства. Под. изд. М. А. Соколова. М. "Висше училище", 1984 г.

4. П. Михайлов П.Ф. Радиометеорологични изследвания над морето. Л.: Гидметеоиздат, 1990.-207 с.

5. Радарни методи за изследване на Земята./ Ю.А. Мелник, С.Г. Зубкович, В.Д. Степанепко и др. изд. Ю.А. Мелник. М .: Съветско радио, 1980. - 264 д., ил.

6. A. Mudukutore, V. Chandrasekar и R. JelTery Keeler, „Компресиране на импулси за метеорологични радари“, Transactions on Remote Sensing, Vol. 36, бр. 1, януари 1998 г.

7. A Mudukutore, V. Chandrasekar и R. J. Keeler, „Потискане на страничните обхвати на обхвата за метеорологични радари с импулсна компресия: Симулация и оценка,“ в Preprints, 27th AMS Conf. Радар Метеорология, Вейл, Колорадо, окт. 1995, стр. 763-766.

8. A Mudukutore, V. Chandrasekar и R. J. Keeler, „Симулация и анализ на компресия на импулси за метеорологичен радар,“ в Proc. IGARSS, Firen/e, Италия, юли 1995 г.

9. Островитяпипов П.Б., Басалов Ф.А. Статистическа теория на радара на разширени цели. М .: Радио и съобщения, 1982. - 232 с., ил.

10. Канарейкин Д.Б., Павлов Н.Ф., Потехин В.А. Поляризация на радарни сигнали. М.: Сов. радио, 1966. - 440 с.

11. Картон Д, Уорд Г. Ръководство за радарни измервания. пер. от английски редактиран от ММ. Вайсбайн. М.: Сов. радио, 1976. - 392 с.

12. Фелдман Ю.И., Мандуровски И.Л. "Теория на колебанията на сигналите за местоположение, отразени от разпределени цели. Под редакцията на Ю.И. Фелдман. М.: Радио и комуникации, 1988.-272 д.: ил.

13. Варакин Л.1£. Комуникационни системи с шумоподобни звънци. М .: Радио и комуникация, 1985. -384 с.

14. Амиантов I.N. Избрани въпроси на теорията на статистическата комуникация. -М.: Сов. Радио. 1971.-416 с.

15. Наръчник по радиолокация. Изд. М Сколник. Ню Йорк, 1970: Прев. (в четири тома) / Под общ ред. К.П. Трофимова; Том 3. Радарни устройства и системи / Изд. КАТО. Виницкая. Сов. радио, 1978, 528 с.

16. Тихонов V.I., Харисов V.P. Статистически анализ и синтез на радиотехнически устройства и системи. М .: Радио и комуникация, 1991. - 608 с.

17. Адаптивна обработка на сигнала: Прев. от английски / Бърнард Уидроу, Самюел Д. Стърнс; пер. Ю. К. Салников. М: Радио и съобщения, 1989. - 440 с.

18. Кирилов II.Б. Шумоустойчиво предаване на съобщения по линейни канали с произволно променящи се параметри. М., Съобщение, 1971.-256 с.

19. Быстров Н.Н., Жукова И.Н. Сегментна обработка на сложни сигнали в ограничен диапазон-Доплеров диапазон. 2001 г. Бюлетин на Новгородския държавен университет № 19.

20. I Ikhopov V.I. Статистическа радиотехника: монография. 2-ро изд., преработено. и допълнителни -М .: Радио и комуникация, 1982. - 624 с.

21. Хлусов В.А. Теория и методи за обработка на векторни сигнали в поляризационни радарни системи: дис. док. техн. паяк. Томск, 2004 г.

22. Хлусов В.А. Съвместна оценка на координатните и поляризационни параметри на радарни обекти // Сибирски поляризационен семинар SIBPOL 2004. 7-9 септември 2004 г. Сургут, Русия.

23. В.А. Губин, А.А. Коростелев, И.О.А. Милър. Пространствено-времева обработка на радарни сигнали. Бележки от лекции. Ленинградска инженерна академия на Червеното знаме на името на A.F. Можайски. Ленинград, 1970. 201 с.

24. Lyficher Emmanuel S., Jsrvis Barry W. Цифрова обработка на приятели: практически подход, 2-ро издание: Превод. от английски М .: Издателска къща "Уилям", 2004. - 992 д.: ил. Паралелен. синигер. Lshl.

25. С.Д. Blunt, K. Gerlach, „Adaptive Pulse Compression“, Radar Conference, 2004. Proceedings of IEEE 26-29 April 2004, pp. 271 276.

26. С.Д. Blunt, K. Gerlach, „Adaptive Pulse Compression Repair Processing“, Radar Conference, 2005 IEEE International 9-12 May 2005, pp. 519 523.

27. С.Д. Blunt, K. Gerlach, „Aspects of Multistatic Adaptive Pulse Compression“, Radar Conference, 2005 IEEE International 9-12 May 2005, pp. 104 108.

28. С.Д. Блънт, К. Герлах, „Нова схема за компресиране на импулс, базирана на минимална средна стойност

29. Повтаряне на квадратна грешка", радарна конференция, 2003 г. Сборник на международните 3-5 септември 2003 г., стр. 349-353.

30. Ilaykin S. Теория на адаптивния филтър, 2-ро издание, Prentice-Hall, Englewood Cliffs, N.J.

31. Haykin S. "Адаптивни филтри: минало, настояще и бъдеще", Proc. IMA Conf. математика Сигнален процес, Уоруик, Англия.

32. Розов А.К. Нелинейно филтриране на сигнала. Санкт Петербург: Политехника. 1994. -382 с.

33. Биков В.В. Цифрово моделиране в статистическата радиотехника. М.: Сов. радио, 1971.-328 с.

34. IIu Hang, "Проучване на методите за претегляне за потискане на страничното отклонение за импулсна компресия на чирп сигнал", 2004 г. 4" Международна конференция за микровълнова и милиметрова вълнова технология.

35. Савостьянов В.Ю., Морозова С.А. Синтез на оптимален филтър за съобщения за първична обработка на радиолокационен сигнал с честотна манипулация. "Радиотехника", 2005, № 9.

36. М.И.И. Ackroyd и F. Ghani, „Оптимални несъответстващи филтри за потискане на страничните листове“, IEEE Trans. Аерокосмическа електроника, том. AES-9, стр. 214-218, март 1973 г.

37. Василенко Г.И., Тараторин А.М. Възстановяване на изображение. М. "Радио и съобщения", 1986 г., 304 с.

38. R. J. Keeler и S. A. Hwang, „Компресиране на импулси за метеорологичен радар,“ в Proc. IEEE Int. Radar Conf., май 1995 г., стр. 529-535.

39. Обработка на сигнали в радиосистеми: Учебник. помощ/ Далматов А.Д., Елисеев А.А., Лукошкин А.П., Оводепко А.П., Устинов Б.В.; Изд. A.II. Jly Koshkin.-JI.: Издателство Ленинград. университет, 1987.400 с.

40. Ilaykin S., "Cognitive Radar", IEEE Signal Processing Magazine, януари 2006 г.

41. Рутковская Д., Нилипски М., Рутковски JI. Невронни мрежи, генетични алгоритми и размити системи: Прев. от полски ДОКУМЕНТ ЗА САМОЛИЧНОСТ. Рудински. М.: Гореща линия- И Елеком, 2006. - 452 с.

42. Акулиничев 10.11. Теория и методи на многолъчева диагностика за повишаване на шумоустойчивостта на радарни системи и дистанционно наблюдение на атмосферата: докторска дисертация. техн. паяк. 1", Омск, 2002 г.

43. Радиотехнически системи: Учебник. за университети със специално предназначение “Радиотехника” / IO.lI. Гришин, B.II. Ипатов, Ю.М. Казаринов и др.; Изд. 10.М. Казаринова. М.: По-високо. училище, 1990.-496 д.: ил.

44. Савиных И.С. Геометричен модел на обемно-разпределителни радарни обекти, осигуряващ зададена точност на симулация на ехо сигнал с минимален брой рефлектори: теза. Доцент доктор. техн. Sci. Новосибирск, 2005 г.

45. Леонтьев V.V. Вероятностен модел на разсейване на сантиметрови радиовълни от обект, разположен близо до бурна морска повърхност. "Жериал на техническата физика", 1997, № 9.

46. ​​​​Бакулев П.А., Стенин В.М. Методи и устройства за избор на движещи се цели. М .: Радио и комуникация, 1986. - 288 с.

47. Vainshtein L.A., Zubakov V.D. Изолиране на сигнали на фона на случаен шум. М .: Радио и комуникация, 1970. - 447 с.

48. Зубкович С.Г. Статистически характеристики на отразените от земната повърхност сигнали. М.: Сов. радио, 1968. - 224 д.

49. Petere L., Weimer F. Радарно проследяване на сложни цели. -Чуждестранна радиоелектроника, 1964, № 7, с. 17-44.

50. Пространствено-времева обработка на сигнали / I.Ya. Кремер, А.И. Кремер, В.М. Петров и др.; Изд. И АЗ. Крнемера. М .: Радио и комуникация, 1984. - 224 с.

51. Прошкип Н.Г., Кащеев Б.Л. Изследване на структурните свойства на F слоя на йоносферата. "Радиотехника и електроника", 1957 г., № 7.

52. Венцел П.С., Овчаров Л.А. Теория на вероятностите: Учебник за ВУЗ, 7 изд., стереотип. - М.: Висше училище, 2001. - 576 с.

53. Богородски В.В., Канарейкин Д.Б., Козлов А.И. Поляризация на разсеяното и собственото радиоизлъчване на земните обвивки - Ленинград: Годромстеоиздат, 1981. -279 с.

54. Статистика на интензитета и фазата на многогледни поляриметрични и интерферометрични SAR изображения, J-S. Лий, К.В. Iloppel, S.A. Манго и А.Р. Милър. 1PEE TORS (32) 5 септември 1994 г., стр. 1017-1028.

55. Статистика на параметрите на Стокс и на параметрите на сложната кохерентност в еднопогледни и многоизгледни спекъл полета, Р. Тузи и Л. Лопес. IIiHL "IGRS (34) 2 март 1996 г., стр. 519-531.

56. N. R. Goodman, „Статистически анализ, базиран на определено сложно разпределение на Гаус (въведение),“ Ann. Матемар. Sratisr., том 34, стр. 152-177, 1963 г.

57. Rabiper P., Gould V. Теория и приложение на цифровата обработка на сигнали. М., 1978, 848.

58. Основи на цифровата обработка на сигнали: Курс на лекции / Автори: A.I. Солонина, Д.А. Улахович, С.М. Арбузов, IV. Соловьова / Изд. 2-ра ревизия и обработени Санкт Петербург: BHV-Петербург, 2005. - 768 д.: ил.

59. Мадисети В.К., Уилямс Д.Б. Наръчник за цифрова обработка на сигнали. CRC Press, 1998.

60. Fachkovich S.I. Оценка на сиггални параметри. М .: Радио и комуникация, 1970. - 336 с.

61. Kassam, S.A., Откриване на сигнали в негаусов шум, Springer-Verlag, Ню Йорк, 1988 г.

62. Бакут М.А., Болшаков И.А. и др.. Въпроси на статистическата теория на радара. -М .: Мир, 1989.- 1.2-С. 1080.

63. Козлов А.И. Радар. Физически основии проблеми // Soros Educational Journal, 1996, No 5, p. 70-78.

Моля, обърнете внимание на горното научни текстовепубликувани за информационни цели и получени чрез разпознаване на текст на оригинална дисертация (OCR). Следователно те могат да съдържат грешки, свързани с несъвършени алгоритми за разпознаване. IN PDF файловеВ дисертациите и авторефератите, които представяме, няма такива грешки.

FCM радиоимпулсите се характеризират с рязка промяна на фазата в рамките на импулса според определен закон, например (фиг. 1.66):

– триелементен сигнален код

– закон за промяна на фазата

или седем елементен сигнал (фиг. 1.67):

Така можем да направим изводи:

· ASF на сигнали с чирп е непрекъснат.

· ASF обвивката се определя от формата на обвивката на сигнала.

· Максималната стойност на ASF се определя от енергията на сигнала, която от своя страна е право пропорционална на амплитудата и продължителността на сигнала.

Ширината на спектъра е където честотното отклонение и не зависи от продължителността на сигнала.

· База на сигнала (фактор на честотната лента) може да бъде н>>1. Следователно chirp сигналите се наричат ​​широколентови.

FCM радиоимпулсите с продължителност представляват набор от елементарни радиоимпулси, следващи един след друг без интервали, като продължителността на всеки от тях е еднаква и равна на . Амплитудите и честотите на елементарните импулси са еднакви, но началните фази могат да се различават с (или друга стойност). Законът (кодът) на редуване на началните фази се определя от предназначението на сигнала. За FCM радиоимпулси, използвани в радара, са разработени подходящи кодове, например:

1, +1, -1 - кодове от три елемента

- два варианта на четириелементен код

1 +1 +1, -1, -1, +1, -2 - код от седем елемента

Спектралната плътност на кодираните импулси се определя с помощта на свойството на адитивност на преобразуванията на Фурие, под формата на сумата от спектралните плътности на елементарните радиоимпулси.

За разлика от спектъра на камбанен взрив, спектрите на правоъгълните взривове имат различна форма на лоб, а именно .

Спектри на пакети от правоъгълни радиоимпулси

· Формата на дъгите на ASF се определя от формата на импулсите на ASF.

· Формата на венчелистчетата ASF се определя от формата на пакета ASF.

· Спектрите на импулси от видеоимпулси са разположени по честотната ос в близост до ниските честоти, а спектрите на импулси от радиоимпулси са разположени в близост до носещата честота.

· Числената стойност на спектралната плътност на импулсните импулси се определя от неговата енергия, която от своя страна е пряко пропорционална на амплитудата на импулсите в импулса на продължителността на импулса и броя на импулсите в пакета ДА СЕ(продължителност на импулса) и обратно пропорционална на периода на повторение на импулса

· С броя на импулсите в един пакет, базата на сигнала (широколентов коефициент) =

1.5.2. Вътрешноимпулсно модулирани сигнали

В теорията на радара е доказано, че за увеличаване на обхвата на радара е необходимо да се увеличи продължителността на пробните импулси, а за подобряване на разделителната способност е необходимо да се разшири спектърът на тези импулси.

Радиосигналите без вътрешноимпулсна модулация („гладки”), използвани като звукови сигнали, не могат едновременно да задоволят тези изисквания, т.к. тяхната продължителност и ширина на спектъра са обратно пропорционални една на друга.

Ето защо понастоящем сондиращите радиоимпулси с вътрешноимпулсна модулация все повече се използват в радара.

Радиоимпулс с линейна честотна модулация

Аналитичният израз на такъв радиосигнал ще има формата:

където е амплитудата на радиоимпулса,

Продължителност на импулса,

Средна носеща честота,

скорост на промяна на честотата;

Закон за промяна на честотата.

Закон за промяна на честотата.

Графиката на радиосигнал с чуруликане и законът за промяна на честотата на сигнала в рамките на импулс (показан на Фигура 1.63 е радиоимпулс с честота, нарастваща с времето) са показани на Фигура 1.63

Амплитудно-честотният спектър на такъв радиоимпулс има приблизително правоъгълна форма (фиг. 1.64)

За сравнение, ASF на единичен правоъгълен радиоимпулс без интраимпулсна честотна модулация е показана по-долу. Поради факта, че продължителността на радиоимпулс с чирп е голяма, той може условно да бъде разделен на набор от радиоимпулси без чирп, честотите на които се променят според стъпковия закон, показан на фигура 1.65

Спектрите на всеки радиоимпулс без JIHM всеки ще бъде на своя собствена честота: .

сигнал. Лесно е да се покаже, че формата на ASF ще съвпадне с формата на оригиналния сигнал.

Фазов код-манипулирани импулси (PCM)

FCM радиоимпулсите се характеризират с рязка промяна на фазата в рамките на импулса според определен закон, например (фиг. 1.66):

триелементен сигнален код

закон за промяна на фазата

триелементен сигнал

или седем елементен сигнал (фиг. 1.67)

Така можем да направим изводи:

· ASF на сигнали с чирп е непрекъснат.

· ASF обвивката се определя от формата на обвивката на сигнала.

· Максималната стойност на ASF се определя от енергията на сигнала, която от своя страна е право пропорционална на амплитудата и продължителността на сигнала.

Ширината на спектъра е където честотното отклонение и не зависи от продължителността на сигнала.

База на сигнала (широколентово съотношение) Може би н>>1. Следователно chirp сигналите се наричат ​​широколентови.

FCM радиоимпулси с продължителност представляват набор от елементарни радиоимпулси, следващи един след друг без интервали, като продължителността на всеки от тях е еднаква и равна на . Амплитудите и честотите на елементарните импулси са еднакви, но началните фази могат да се различават с (или друга стойност). Законът (кодът) на редуване на началните фази се определя от предназначението на сигнала. За FCM радиоимпулси, използвани в радара, са разработени съответните кодове, например:

1, +1, -1 - кодове от три елемента

- два варианта на четириелементен код

1 +1 +1, -1, -1, +1, -2 - код от седем елемента

Спектралната плътност на кодираните импулси се определя с помощта на свойството на адитивност на преобразуванията на Фурие, под формата на сумата от спектралните плътности на елементарните радиоимпулси.

Графиките на ASF за импулси от три и седем елемента са показани на Фигура 1.68

Както може да се види от фигурите по-горе, ширината на спектъра на PCM радиосигналите се определя от продължителността на елементарния радиоимпулс

или .

Широколентов коефициент , Където н-броят на елементарните радиоимпулси.

2. Анализ на процеса с използване на времеви методи. Общи сведения за преходните процеси в електрическите вериги и класическия метод за техния анализ

2.1. Концепцията за преходен режим. Комутационни закони и начални условия

Процесите в електрическите вериги могат да бъдат стационарни и нестационарни (преходни). Преходен процес в електрическа верига е процес, при който токовете и напреженията не са постоянни или периодични функции на времето. Преходни процеси могат да възникнат във вериги, съдържащи реактивни елементи при свързване или изключване на източници на енергия, резки промени във веригата или параметрите на входящите елементи (превключване), както и при преминаване на сигнали през веригите. В диаграмите превключването е посочено под формата на ключ (фиг. 2.1); предполага се, че превключването става моментално. Моментът на комутация условно се приема за начало на отброяването на времето. В схеми, които не съдържат енергоемки елементи L и C по време на превключване, преходно

няма процеси. В схеми с енергоемки елементи преходните процеси продължават известно време, т.к енергия, съхранявана от кондензатора или индуктивност не може да се промени рязко, т.к това ще изисква източник на енергия с безкрайна мощност. В тази връзка напрежението през кондензатора и токът през индуктивността не могат да се променят рязко. Обозначаване

UDC 621.396.96:621.391.26

Метод за повишаване ефективността на радара за откриване на хора зад оптически непрозрачни препятствия

О. В. Ситник, И. А. Вязмитинов, Е. И. Мирошниченко, Ю. А. Копилов

Институт по радиофизика и електроника на името на. А. Я. Усикова НАН на Украйна

Разглеждат се възможностите за намаляване на нивото на страничните лобове на автокорелационната функция на FCM сондиращи сигнали и проблемите на практическото им прилагане в оборудването. Предложена е оптимална фазово-амплитудна вътреимпулсна модулация, която позволява да се намалят страничните лобове и в същото време да се увеличи честотата на повторение на сондиращите съобщения. Изследвани са факторите, влияещи върху характеристиките на такива сигнали и е предложен критерий за тяхната приложимост в апаратура.

Въведение.

Алгоритмите за обработка на сигнала в радар с квази-непрекъснат сондиращ сигнал, предназначен да открива обекти, скрити зад оптически непрозрачни препятствия, обикновено са изградени на принципа на оптимална корелационна обработка или съгласувано филтриране [ – ].

Пробните сигнали за такива радари се избират въз основа на изискването за осигуряване на необходимата разделителна способност и устойчивост на шум. В този случай те се опитват да направят функцията за несигурност на сигнала молив в съответната равнина с минимално ниво на странични лобове. За това се използват различни сложни видове модулация [, ,]. Най-често срещаните от тях са: честотно модулирани сигнали; многочестотни сигнали; сигнали с фазово изместване; сигнали с кодова фазова модулация; дискретни честотни сигнали или сигнали с кодова честотна модулация; съставни сигнали с кодова честотна модулация и редица сигнали, които са комбинация от няколко вида модулация. Колкото по-тесен е основният пик на функцията за несигурност на сигнала и колкото по-ниско е нивото на страничните й лобове, толкова по-висока е съответно разделителната способност и шумоустойчивостта на радара. Терминът „устойчивост на шум“ в тази работа означава устойчивостта на радара към смущения, причинени от отражения на сондиращия сигнал от обекти, които не са цели и се намират извън анализирания строб (честота, време). Такива сигнали в литературата се наричат ​​сигнали с дълга базова линия или ултрашироколентови (UWB) сигнали.

Една от разновидностите на UWB сигналите са сигналите с фазов ключ, които представляват кодирана последователност от радиоимпулси, чиито начални фази се променят по зададен закон. Кодови последователности с максимална дължина или М-последователностите имат много важни свойства за радара:

· М-последователностите са периодични с период , където е броят на елементарните импулси в последователността; − продължителност на елементарен импулс;

· Нивото на страничните дялове на функцията на неопределеност за периодична последователност е − , а за единична последователност от импулси − ;

· Импулсите в един период от последователността, различни по фази, честоти и продължителност, се разпределят с еднаква вероятност, което дава основание тези сигнали да се считат за псевдослучайни;

· Формиране М-последователностите се извършват съвсем просто в регистрите за изместване, а броят на битовете на регистъра се определя от дължината на един период от последователността - от релацията.

Целта на тази работа е да се проучат възможностите за намаляване на нивото на страничните лобове на функцията на несигурност на модулирани сигнали М- последователности.

Формулиране на проблема.

Фигура 1 показва фрагмент от модулираща функция, образувана от периодична последователност (тук има два периода М-последователности с ).

Разрез по времевата ос на функцията на неопределеност на модулиран от такъв радиосигнал М- последователността е показана на фиг. 2. Нивото на страничния лоб, както е предвидено от теорията, е 1/7 или минус 8,5 dB.

Нека разгледаме възможността за минимизиране на страничните лобове на функцията на несигурност на FCM сигнала. Нека означим със символа М-последователност, продължителността на един период е равна на . В дискретно време, при условие че , алгоритъмът за изчисляване на елементите на редицата може да се запише в следния вид:

(1)

Радиосигналът, излъчван от локатора, е продукт на носещия хармоничен сигнал

, (2)

Където − вектор на параметрите за модулиращата функция (1) -

. (3)

Мощността на сигнала се разпределя между страничните лобове на функцията за несигурност -

(4)

и основното венчелистче -

, (5)

където символът *− обозначава операцията на комплексно конюгиране, а границите на интегриране във времевата и честотната област се определят от съответния тип модулация на сигнала.

Поведение

(6)

може да се разглежда като целевата функция на задача за параметрична оптимизация.

Алгоритъм за решаване на задачата.

Решението на проблема за оптимизация (6) е да се оцени параметърът -

, (7)

където е областта на дефиниране на вектора.

Традиционният начин за изчисляване на оценка (7) е да се реши системата от уравнения -

. (8)

Аналитичното решение (8) се оказва доста трудоемко, така че ще използваме числена процедура за минимизиране, базирана на метода на Нютон

, (9)

където е величината, която определя дължината на стъпката на процедурата за търсене на екстремума на целевата функция.

Един от начините за изчисляване на дължината на крачката е да се изчисли:

. (10)

В най-простия случай, когато векторът е съставен от един параметър, например или , сондиращият сигнал се генерира относително просто. По-специално, когато се оптимизира целевата функция по параметър, сигналът се генерира в съответствие с релацията

. (11)

На фиг. Фигура 3 показва фрагмент от модула на автокорелационната функция на сигнала (11) при , който съответства на PCM радиосигнал без вътрешноимпулсна фазова модулация.

Нивото на страничния лоб на тази функция съответства на теоретичната граница, равна на , където . На фиг. Фигура 4 показва фрагмент от модула на автокорелационната функция на сигнала (11) с параметъра, получен чрез оптимизиране на функцията (). Нивото на страничния лоб е минус 150 dB. Същият резултат се получава с амплитудна модулация М- последователности. На фиг. Фигура 5 показва появата на такъв сигнал при оптимална стойност.

Ориз. 5. Фрагмент от амплитудно модулиран FCM сигнал

Пробният сигнал се генерира в съответствие с алгоритъма

. (12)

Едновременната амплитудно-фазова модулация води до намаляване на страничния лоб с друг порядък. Не е възможно да се достигне нулевото ниво на страничния лоб поради неизбежните изчислителни грешки на повтарящата се процедура за минимизиране на целевата функция (), които не позволяват да се намери истинската стойност на параметъра, а само неговата определена близост - . На фиг. Фигура 6 показва зависимостта на стойностите на оптималните коефициенти на фазова модулация от параметъра , който определя дължината на последователността.

Ориз. 6. Зависимост на оптималното фазово отместване от дължината М-последователности

От фиг. 6 може да се види, че с увеличаване на дължината на последователността, стойността на оптималното фазово изместване асимптотично клони към нула и при можем да приемем, че оптималният сигнал с интраимпулсна фазова модулация практически не се различава от конвенционален PCM сигнал. Изследванията показват, че с увеличаване на продължителността на модулиращия PSP период, относителната чувствителност към изкривяване на сигнала ще намалее.

Аналитичен критерий за избор на дължината на граничната последователност може да бъде следната връзка

, (13)

където е число, което определя възможността за техническа реализация на сигнал с вътрешноимпулсна модулация в оборудването.

Оценка на възможността за усложняване на сигнала.

Неизбежното усложняване на сигнала с намаляване на страничните лобове на автокорелационната функция значително затяга изискванията към устройствата за генериране и пътищата за предаване и приемане на сигнала. Така, ако има грешка при настройването на фазовия множител на една хилядна от радиана, нивото на страничния лоб се увеличава от минус 150 dB до минус 36 dB. При амплитудна модулация грешката спрямо оптималната стойност на коеф Аедна хилядна води до увеличение на страничния лоб от минус 150 dB до минус 43 dB. Ако грешките в настройката на параметрите са 0,1 от оптималните, които могат да бъдат внедрени в оборудването, тогава страничният лоб на функцията за неопределеност ще се увеличи до минус 15 dB, което е с 7 - 7,5 dB по-добре, отколкото при липса на допълнителни фазова и амплитудна модулация.

От друга страна, страничният лоб на функцията на несигурност може да бъде намален без усложняване на сигнала чрез увеличаване. Така че нивото на страничния лоб ще бъде приблизително минус 15 dB. Трябва да се отбележи, че обикновените (т.е. без допълнителна AM-FM модулация) PCM сигнали са чувствителни към грешки, които възникват по време на тяхното формиране. Следователно дължината М-последователностите в реалните радарни устройства също е непрактично да се увеличават безкрайно.

Нека разгледаме влиянието на грешките, които възникват в оборудването по време на формирането, предаването, приемането и обработката на FCM радиосигнали върху техните свойства.

Оценка на влиянието на грешките при формирането на FCM сигнал върху неговите свойства.

Целият набор от фактори, влияещи върху характеристиките на сигнала, може да бъде разделен на две групи: флуктуационни и детерминирани.

Флуктуационните фактори включват: фазово-честотни нестабилности на еталонните осцилатори; различни видове шумове; сигнали, изтичащи от предавателя директно към входа на приемника и след корелационна обработка с референтния сигнал, образуващи процеси, подобни на шум, и други фактори.

Детерминистичните фактори включват: недостатъчна широколентовост на формиращите вериги; асиметрия на модулиращата функция; некохерентност на модулиращата функция и носещото трептене; разлика във формата на еталонния и сондиращия сигнал и др.

По-общо, аналитичният израз за сигнал, модулиран от псевдослучайност М- последователност, представете я във формата

, (14)

Където ; - постоянна амплитуда; или стр- фаза на сигнала; н=2к-1; к-цяло число;

-продължителност на елементарния импулс, образуващ последователността.

(15)

Неговата двуизмерна корелационна функция се записва като: при

, , и нормализираният му спектър е показан на фиг. 7. Тук за по-голяма яснота е показан фрагмент от честотната ос, където са концентрирани основните компоненти на спектъра на сигнала. Характерна особеност на такъв сигнал, както се вижда от фиг. 7, е пониженото ниво на немодулираното носещо трептене, което в идеалния случай клони към нула.

Фиг.7. Нормализиран спектър на сигнала

Широкият спектър и отсъствието на периодични немодулирани трептения прави възможно прилагането на алгоритми за откриване и идентифициране на обекти в системи за местоположение като , като полезният сигнал е отслабен в препятствия с 40-50 dB и нивата на корелирана интерференция надвишават сигнала с 50- 70 dB.

Ориз. 8. Спектрална плътност на изкривения сигнал

В случай, когато изкривяванията на сигнала се определят от детерминистични функции в координатите Доплерово изместване - забавяне, е по-удобно да се вземе предвид тяхното влияние върху параметрите на автокорелационната функция на сигнала, например под формата на следната грешка функции. нПо този начин, за фазово манипулиран псевдослучаен сигнал с

=15, зависимостта на нивото на остатъчния страничен лоб на автокорелационната функция от широчината на честотната лента на формиращите вериги и радиопътя е показана на фиг. 9.

Фиг.9. Зависимост на нивото на страничния лоб на ACF от честотната лента предаване на формиращия път за=4

Тук ординатната ос показва стойността, която определя максимално постижимото ниво на страничния лоб на автокорелационната функция - сигнал, модулиран от псевдослучаен М- последователност, а по абсцисната ос - изразено в проценти съотношението на честотната лента на формиращата верига към максималната стойност на честотата на ефективния спектър на сигнала. Точките на графиката показват стойностите на нивото на страничния лоб на ACF, получени от числена симулация на хардуерни ефекти. Както може да се види от фиг. 9, при липса на честотни изкривявания в радиопътеките, нивото на страничния лоб на ACF сигнала, модулирано от фазата на периодичния PSP с период н, е – 1/ н. Това съответства на известната теоретична граница. Когато спектърът на модулирания сигнал е ограничен, нивото на страничния лоб нараства и при 50% ограничение достига нивото, което съответства на непериодична автокорелационна функция. По-нататъшното ограничаване на спектъра на радиосигнала води до почти пълен колапс на ACF и в резултат на това до невъзможност за използване на сигнала за практически цели.

Изкривяванията на спектъра на сигнала, излъчван от локатора и референтните трептения, пристигащи в корелатора, поради асиметрията между положителните и отрицателните нива и продължителността на модулиращите трептения, водят до значително увеличаване на смущенията в областта на страната лобове на ACF и влошаване на пространствената разделителна способност и характеристиките на откриване на локатора. Зависимостта на нивото на страничния лоб от коефициента на асиметрия е показана на фиг. 10

Коефициентът на асиметрия се определя като

, (16)

където е продължителността на формирането на неизкривения елементарен импулс М- подпоследователност;

индексите "+" и "−" означават продължителността на положителния и отрицателния елементарен импулс с асиметрични изкривявания. предаване на формиращия път за=4.

Фиг. 10. Зависимост на нивото на страничния лоб на ACF от големината на асиметричните изкривявания на сигнала за

Изборът на сигнал и степента на сложност на неговата модулираща функция се определя преди всичко от характера на задачите, за които е предназначен радарът. Използването на доста сложен FCM сигнал с интраимпулсна модулация изисква създаването на прецизно оборудване, което неизбежно ще доведе до значително увеличение на цената на дизайна, но в същото време ще направи възможно създаването на универсални единици, които могат да се използват както в радари за спасители, така и в радари за откриване на бързо летящи цели. Тази възможност възниква, защото характеристиките на сложен сигнал с малка дължина на последователност, т.е. висока честота на повторение на изпращане, ви позволяват да имате необходимата разделителна способност и устойчивост на шум с възможност за измерване на доплерови честоти в по-широк диапазон. В допълнение, изграждането на радарни системи с непрекъснато излъчване и псевдослучайна фазова модулация на носещата вълна изисква подробен анализ и отчитане на всички фактори, които причиняват изкривяване на сигнала както в предавателния, така и в приемния път на локатора. Отчитането на изкривяващите фактори се свежда до решаване на инженерни проблеми за осигуряване на достатъчна широколентова връзка, стабилност на електрическите параметри и стабилност на характеристиките на формиращите пътища. В този случай сигналите на радарната сонда трябва да са съгласувани с модулиращите и спомагателните сигнали. В противен случай са необходими технически решения, които да минимизират разликите в изкривяванията между излъчените и еталонните трептения. Един от възможните начини за реализиране на такива технически решения е въвеждането на симетрични ограничения на амплитудата на сигналите в изходните етапи на предавателя и на входа на корелатора на приемника. В този случай, въпреки че част от енергията на сигнала се губи, е възможно да се формира ACF на модулирания сигнал с приемливи параметри. Такива технически решения са приемливи в преносимите радари, където цената и размерите на системата играят решаваща роля.

Най-обещаващото в момента, от гледна точка на авторите, трябва да се счита за изграждането на устройства за генериране и обработка на радиосигнали със сложна структура за радарно оборудване, базирани на високоскоростни сигнални процесори, работещи на часовникови честоти от няколко гигагерца. Структурната схема на радара с този подход става изключително проста. Това са линеен усилвател на мощност, нискошумящ линеен приемен усилвател и процесор с периферни устройства. Тази схема позволява не само почти напълно да се реализират свойствата на сигналите, присъщи на тяхната фина структура, но и да се създадат технологично лесни за настройка радарни системи, чиято обработка на информацията се основава на оптимални алгоритми.

Литература

1. Франк Ю.А., Крацер Д.Л., Съливан Дж.Л. Радарът Twopound // RCA Eng.- 1967. № 2; С.52-54.

2. Доплеров радар за разузнаване на земята. сер. техн. разузнавателни средства услуги кап. състояние // ВИНИТИ. – 1997. – № 10. – С. 46-47.

3. Нордвал Брус Д.Свръхшироколентов радар открива заровени мини // Авиат. Week и Space Technol- 1997. № 13.-С. 63-64.

4. Ситник О.В., Вязмитинов И.А., Мирошниченко Ю.И. Характеристики на радарните разработки за откриване на хора под препятствия // Телекомуникации и радиотехника.¾ 2004 г. ¾. Оценка на влиянието на грешките при изпълнение върху характеристиките на псевдослучайния радарен сигнал // Телекомуникации и радиотехника.¾ 2003. ¾ Том 60, № 1 и 2. ¾ С. 132–140.

9. Наръчник по радар / Изд. М. Сколник. пер. от английски Изд. К.Н.Трофимова. , М.: Сов. радио, 1978, том 3. 528s.