Светът на компютърните периферни устройства. Светът на компютърната периферия PWM захранване lpg 899

Мощен пулс лабораторен блокхранене.

Основни технически характеристики:

Изходно напрежение, при ток на натоварване 10A....... 0...22V
Коефициент на стабилизация...... 200...300
Пулсационно напрежение, не повече...... 200 mV
Изходен импеданс......0.20m
в режим на текуща стабилизация
Изходен ток, ....... 0... 10A
Пулсационно напрежение, не повече...... 300mV
Микросхемата TL494 се управлява чрез изхода 4 и деактивирайте вградените операционни усилватели. Цялата захранваща верига работи стабилно, без възбуждане или превишаване. Но не забравяйте да изберете коригиращата верига C4 и C6.

За да направите това, свързваме обикновен групов стабилизиращ дросел директно към изхода на блока, проводници +12 волта. Нека станем осцилоскоп и да видим какво ще излезе. Ако вместо постоянно колебателен процес, тогава корекцията не е конфигурирана, трябва да продължите с настройката.

На чипа за операционен усилвател LM324 (или всеки друг четворен операционен усилвател с ниско напрежение, който може да работи при еднополюсно превключване и с входни напрежения от 0 V), се сглобява усилвател за измерване на изходно напрежение и ток, който ще осигури измервателни сигнали на TL494 през пин 4. Резисторите R8 и R12 задават референтното напрежение. Променливият резистор R12 регулира изходното напрежение, R8 регулира тока. Резисторът за измерване на ток R7 при 0,05 ома трябва да има мощност 5 вата (10A^2*0,05 ома). Взимаме захранване за операционния усилвател от изхода на "резервното" 20V ATX ​​захранване.
Моля, уверете се, че има Y-кондензатори на вашия блок. Без тях има високо ниво на шум на изхода на блока и регулаторите на ток и напрежение не работят добре.

Изходният диоден модул се нагрява най-много, така че оставяме вентилатора. Взимаме захранване за вентилатора от 25V източник, който захранва TL494, понижаваме го със стабилизатор 7812 и го подаваме към вентилатора.

По-добре е да го инсталирате така, че да духа вътре в кутията. Товарен резистор 470 ома 1W.
Като волтметър и амперметър можете да използвате или стрелкови инструменти, включени както обикновено, или цифров волтаметър, който трябва да бъде свързан към шунт или LM324 изходи (крак 8 - напрежение, крак 14 - ток) и калибриран с тестер. Цифровите волтметри могат да се захранват от "резервния" 5V - има преобразувател 2A 5V.
Ако не е необходимо регулиране на тока, просто завъртете R8 на максимум. Захранването ще се стабилизира по следния начин: ако са зададени например 15V и 3A, тогава ако токът на натоварване е по-малък от 3A, напрежението ще се стабилизира, ако е повече, тогава токът.

Индикацията се извършва по класическата схема на PV2.

Платките за управление на захранването са еднакви за всички захранвания.

Р
регулирано до 150V импулсно лабораторно захранване.
Основни технически характеристики:
в режим на стабилизиране на напрежението
Изходно напрежение, при ток на натоварване 1A........ 0...150V
Коефициент на стабилизация.................................. 100...200
Пулсационно напрежение, не повече.................................. 1000 mV
Изходен импеданс.......................................0.80m
в режим на текуща стабилизация
Изходен ток................................................ ... ...............0... 1A
Пулсационно напрежение, не повече......................... 1000 mV

Веригата е същата като в предишната част, но ние модифицираме трансформатора и вместо два диода поставяме мост на четири UF304, изходни кондензатори 200V 220uF. Товарен резистор 4.7 kom 1W.

Разплитаме плитката на трансформатора и свързваме всички намотки последователно, като поддържаме фазиране.

Промени в таблото за управление R3На 100kOhm.

Лабораторно захранване.

Всичко е ясно от диаграмата, така че нека поговорим за функциите.

Показани са само части, които са променени или добавени, останалото е оставено недокоснато.

Някои части без позиционни обозначения са нарисувани за по-добро разбиране на диаграмата.

Само няколко части са запоени, блокирайки работата на устройството при липса на отрицателни напрежения.

Токоизправителят в блока е заменен с мост от 2D213A.

Груповият стабилизиращ дросел се пренавива с по-дебела жица.

Регулиране на напрежението - чрез промяна на референтното напрежение от нула до +5V. Делителят във веригата за стабилизиране на напрежението се преизчислява така, че при референтно напрежение +5v, изходното напрежение е равно на 42v. Регулирането на тока на натоварване също се извършва чрез промяна на референтното напрежение от нула до +5V. Вграденият в амперметъра шунт се използва като датчик за ток.

Блокът ви позволява да регулирате: изходното напрежение в границите на……. 1...41V изходен ток в рамките на ……. 0,1...11А. Максималната стойност на тока е ограничена от възможностите на амперметъра - 10А. При ток (6A) напрежението може да се настрои до 41V, а при по-ниско напрежение (22V) токът е ограничен до 11A. Използва се „дежурната стая“ - навън се извежда постоянно напрежение +5V. Друго напрежение "в готовност" (22V) захранва ms PWM контролера (TL494) и вентилатора.

 Зарядно устройство на базата на компютърно захранване

З зарядно устройство от 200 W PC захранване.

Необходими промени при свързването на PHI контролера и допълнителни елементиса показани в диаграмата, на която е запаметена номерацията на елементите на диаграмата. Резистор R1 със съпротивление 4,7 kOhm, свързващ щифт 1 на контролера DA1 към веригата +5V, трябва да бъде разпоен, щифт 16 трябва да бъде изключен от общия проводник и джъмперът, свързващ щифтовете 14 и 15, трябва да бъде отстранен. Освен това трябва да разпоите и премахнете проводниците на изходните вериги -12V, -5V, +5V и +12V.

След това връзките, показани на диаграмата. За да направите това, на необходимите места, пистите печатна електронна платкаизрежете и запоете съответните клеми на елементите към тях.

Максималният изходен ток на зарядното е приблизително 6,5A. Токът на зареждане се задава от променлив резистор R10. Докато зареждането продължава, напрежението на батерията се увеличава и се доближава до границата си, определена от резистивния делител R1R2, а токът намалява от зададената стойност до нула. Когато батерията е напълно заредена, устройството преминава в режим на стабилизиране на изходното напрежение, осигурявайки компенсация на тока на саморазреждане. Настройката на устройството се състои в избор на резистор R1, така че напрежението на отворена верига в средната позиция на копчето за настройка на тока да е равно на 13,8... 14,2V.

Захранване на PWM контролер SG6105 и DR-B2002

През последните няколко години монополът на контролера TL494 и неговите аналози от други компании:
DBL494 - DAEWOO;
KA7500V - FAIRCHILD (http://www.fairchildsemi.com);
KIA494 - KEC (http://www.kec.co.kr)

IR3M02 - ОСТРИ

A494 - FAIRCHILD

KA7500 - SAMSUNG

МВ3759 - FUJITSU и др.

Той започна да се нарушава от използването на други видове микросхеми, например:

KA3511, SG6105, LPG-899, DR-B2002, 2003, AT2005Z, IW1688 и др. Блоковете на тези MS съдържат по-малко отделни елементи от тези, изградени на TL494.

Производител на чипа SG6105 е тайванската компания SYSTEM GENERAL, на нейния уебсайт (http://www.sg.com.tw) можете да получите кратко техническо описание на този чип.

С микросхемата DR-B2002 е по-трудно - търсенето на информация за нея в Интернет не дава нищо.
Г-ЦА IW1688изводите са напълно идентични SG6105, и най-вероятно е неговият пълен аналог.

Г-ЦА 2003 И DR-B2002Изводите са напълно идентични, те са практически взаимозаменяеми.

Таблицата показва обозначенията, номерата и функционалното описание на щифтовете на двете микросхеми.

Обозначаване	SG6105	DR-B2002	Изпълнена функция
PSon	1	2	PS_ON сигнален вход, който контролира работата на IP: PSon=0, IP е включен, всички изходни напрежения са налични; PSon=1, захранването е изключено, има само напрежение в режим на готовност +5V_SB.
V33	2	3	Входно напрежение +3.3V.
V5	3	4	Входно напрежение +5V.
OPp	4	-	Вход за организиране на защита на IP преобразувателя от прекомерна консумация на енергия (прекомерен ток/късо съединение в преобразувателя).
UVac	5	-	Вход за организиране на контрол върху намаляването на нивото (изчезването) на входното AC захранващо напрежение.
NVp	6	-	Вход за организиране на управление на отрицателни изходни напрежения.
V12	7	6	Входно напрежение +12V.
ОП1/ОП2	9/8	8/7	Контролни изходи на двутактов полумостов преобразувател IP.
PG	10	9	Изход с отворен колектор на P.G сигнал. (Добро захранване): PG=0, едно или повече изходни напрежения на IP не отговарят на нормата; PG=1, изходните напрежения на IP са в зададените граници.
Fb2	11	-	Катод на контролиран ценеров диод 2.
Vref2	12	-	Контролен електрод на контролиран ценеров диод 2.
Vref1	13	11	Контролен електрод на контролиран ценеров диод 1.
Fb1	14	10	Катод на контролиран ценеров диод 1.
GND	15	12	Общ проводник.
COMP	16	13	Изходът на усилвателя на грешката и отрицателният вход на ШИМ компаратора.
IN	17	14	Отрицателен вход на усилвател на грешка.
СС	18	15	Положителният вход на усилвателя на грешката е свързан към вътрешния източник Uref=2.5V. Използва се за организиране на "мек старт" на преобразувателя.
Ри	19	16	Вход за свързване на външен резистор 75k?.
Vcc	20	1	Захранващото напрежение е свързано към резервния източник +5V_SB.
PR	-	5	Вход за организиране на IP защита.

Разлики между DR-B2002 и SG6105:
DR-B2002 има един контролиран ценеров диод (щифтове 10, 11), подобно на TL431,

SG6105 съдържа два такива ценерови диода (щифтове 11, 12 и 13, 14);

DR-B2002 има един щифт за организиране на IP защита - PR (пин 5),

SG6105 има три такива пина - OPp (пин 4); UVac (щифт 5); NVp (щифт 6).

Фигура 1 показва схемата на свързване SG6105.

Захранващото напрежение Vcc (пин 20) на SG6105D MS идва от източника на напрежение в режим на готовност +5V_SB. Отрицателният вход на усилвателя на грешка IN на микросхемата (щифт 17) получава сумата от изходните напрежения на IP +5VИ +12V, суматорът е направен с помощта на резистори R101-R103 с 1% точност. Контролиран ценеров диод 1 MS се използва във верига на оптрон обратна връзкав резервния източник на напрежение +5V_SB, вторият ценеров диод се използва във веригата за стабилизиране на изходното напрежение +3.3V IP.

Напрежението от крана на първичната намотка на трансформатора Т3 се подава към полувълнов токоизправител д 200° С 201 и през разделителя R200R201 към щифта OPp (4) и се използва като сигнал за излишък на мощност, консумирана от товара от двутактов полумостов преобразувател на IP (например в случай на късо съединение верига на изходите на IP).

На елементите D105, R122, R123, свързани към извод NVp (6), е реализирана схема за следене на отрицателните изходни напрежения на IP. Напрежение от катода на двудиодния токоизправител на изходното напрежение +5V, чрез резистор R120 се подава към входа UVac (5) и се използва за управление на входното AC захранващо напрежение на IP.

Схемата за управление на изходния двутактен полумостов преобразувател IP е направена съгласно стандартна двутактна схема, използваща транзистори Q5, Q6 и трансформатор T3.

За захранване на веригата се използва отделна намотка на резервния трансформатор T2, напрежението се отстранява от изхода на полувълновия токоизправител D21C28, веригата R27C27 е верига за затихване.

Фигура 2 показва схемата на свързване DR-B2002или 2003 .

Тъй като организира защитата на микросхемата DR-B2002Има само един щифт PR (5), след което той едновременно се използва за организиране на защита срещу излишната мощност, консумирана от товара от двутактовия полумостов преобразувател на IP, и за управление на отрицателните изходни напрежения на UPS.

Сигнал, чието ниво е пропорционално на мощността, консумирана от преобразувателя IP, се отстранява от средната точка на първичната намотка на изолационния трансформатор Т3, след което чрез диод D11 и резистор R35 се подава към коригиращата верига R42; R43; R65; C33, след което се подава към изхода PRмикросхеми. Отрицателните изходни напрежения се управляват с помощта на елементи R44, R47, R58, R63, D24, D27.

Тъй като DR-B2002 съдържа само един контролиран ценеров диод, който се използва във веригата на стабилизатор на напрежение +3,3 V, във веригата за обратна връзка на оптрона в източника на напрежение в режим на готовност +5V_SBИзползва се отделен контролиран ценеров диод TL431.

Веригата за стабилизиране на изходното напрежение +3,3 V, използвана в UPS (фиг. 3), съдържа усилвател на грешка върху контролиран ценеров диод, който е част от микросхемата SG6105D.

Напрежението на неговия вход идва от изхода на UPS +3.3V през делител R31R32R33, усилвателят на грешката управлява биполярен транзистор Q7 тип KN2907A, който от своя страна осигурява образуването на така наречения „ток на нулиране“ през специална наситена индуктор L1 , свързан между вторичната 5-волтова намотка на изходния импулсен трансформатор Т1 и токоизправител на напрежение +3.3V - двоен Шотки диод D9 тип MBR2045CT.

Под въздействието на тока на нулиране индукторът L1 влиза в състояние на насищане, докато неговата индуктивност намалява и съответно съпротивлението на индуктора към променлив ток намалява.

В случай, че токът на нулиране е минимален или липсва, индукторът L1 има максимална индуктивност и съответно максимална устойчивост на променлив ток, докато напрежението, подадено към входа на +3,3V токоизправителя, намалява и съответно напрежението на изхода на +3.3V IP намалява. Такава схема позволява, с малък брой използвани елементи, да се извърши настройка (стабилизация) във верига с много значителен изходен ток (например за захранване LPK2-4 300W във веригата +3,3V, 18 ампера са посочени).

Опростен тест на описаните микросхеми може да се извърши, както следва: външно захранващо напрежение (5V) се прилага към щифта Vcc спрямо щифта GND; когато щифтовете SS и Vcc на микросхемата са накъсо, правоъгълни импулси могат да се види на неговите изходи OP1 и OP2 с осцилоскоп. Трябва само да се отбележи, че този метод не позволява проверка на превключващата верига (PSon), генериране на PG сигнал и др.

Вградените контролирани ценерови диоди на микросхемите се тестват както обикновено, дискретно TL431.

Как да преобразувам в различно съпротивление на шунт?

In=(Uop/(R2/R1+1))/Rsh

Например изглежда така:

Ако:
Uop = 5V (референтно напрежение);
R2 = 10 KOhm;
R1 = 0,27 KOhm;
Rsh = 0,01 ома

Че:
In=(5V/(10KOhm/0.27KOhm+1))/0.01Ohm=13A

Заменете вашите данни и вземете стойностите на резистора.

Размерът на един, за който се запитайте веднага...

MS PWM контролер LPG899 PSU ATX

Чипът LPG 899 осигурява следните функции:

Генериране на сигнали за управление на силови транзистори на двутактов преобразувател;

Следене на изходните напрежения на захранването (+3.3v, +5v, +12v) за повишаването им, както и за наличие на късо съединение в каналите;

Защита срещу значително пренапрежение;

-контрол на отрицателни напрежения на захранването (-12v и -5v);

Мощност Добро генериране на сигнал;

Следене на сигнала за дистанционно включване (PS _ ON) и стартиране на захранването в момента на активиране на този сигнал;

Осигуряване на "мек" старт на захранването.

Микросхемата е направена в 16-пинов пакет (фиг. 1). Захранващото напрежение е +5V, генерирано от резервното захранване (+5v _ SB). Използването на LPG 899 ви позволява значително да опростите схемата на захранването, защото Микросхемата е интегрирана конструкция от четири основни модула на управляващата част на захранването, а именно:

ШИМ контролер;

Вериги за управление на изходното напрежение:

Мощност Вериги за добро регулиране на сигнала;

Схеми за следене на сигнала PS_ON и дистанционно стартиране на захранването.

Функционална схемаКонтролерът LPG 899 PWM е показан на фиг. 2.

Описание на контактите на PWM контролера и основните му работни характеристики

са дадени в таблица 1.

№	Найменов.	Въведете изход	Описание
1	V33	вход	Вход за управление на напрежението на канала +Z.V. Чрез контакта се следи както пренапрежението в канала, така и поднапрежението (което отговаря на късо съединение в товара на канала). Контактът е директно свързан към +Z.ZV канала. Както пренапрежението, така и късото съединение водят до блокиране на изходните импулси на микросхемата. Импедансът на входния щифт е 47 kOhm.
2	V5	вход	+5V вход за управление на напрежението на канала. Чрез контакта се следи както пренапрежението в канала, така и поднапрежението (което отговаря на късо съединение в товара на канала). Контактът е директно свързан към +5V канал. Както пренапрежението, така и късото съединение водят до блокиране на изходните импулси на микросхемата. Импедансът на входния щифт е 73 kOhm.
3	V12	вход	+12V вход за управление на напрежението на канала. Чрез контакта се следи както пренапрежението в канала, така и поднапрежението (което отговаря на късо съединение в товара на канала). Напрежението на канала +12V се подава към този контакт чрез ограничителен резистор. Както прекомерното напрежение, така и късото съединение в канала +12V водят до блокиране на изходните импулси на микросхемата. Импедансът на входния щифт е 47 kOhm.
4	RT	вход	Вход за защита. Контактът може да се използва по различни начини, в зависимост от практическата схема на свързване. Този входен сигнал ви позволява да осигурите екстремна защита от пренапрежение (ако контактният потенциал стане по-висок от 1,25 V) или ви позволява да попречите на работата на защитата от късо съединение (ако контактният потенциал стане по-нисък от 0,625 V). Импедансът на входния щифт е 28,6 kOhm.
5	GND	хранене	Общо за захранващата верига и логическата част на микросхемата
6	СВ	-	Контакт за свързване на честотен кондензатор. В момента, в който микросхемата се захранва, при този контакт започва да се генерира трионно напрежение, чиято честота се определя от капацитета на свързания кондензатор.
7	C1	изход	Изход на микросхемата. При контакта се генерират импулси с различна продължителност. Импулсите на този контакт са в противофаза на импулсите на пин 8.
8	C2	изход	Изход на микросхемата. При контакта се генерират импулси с различна продължителност. Импулсите на този контакт са в противофаза на импулсите на пин 7.
9	R.E.M.	вход	Вход на сигнала дистанционно PS_ON. Задаването на ниско ниво на този контакт води до стартиране на микросхемата и започване на генериране на импулси на щифт 7 и пин 8.
10	TPG	...	Контакт за свързване на кондензатор, който задава времезакъснение при генериране на сигнала Power Good.
11	PG	изход	Изходен сигнал Мощност Добра - PG (мощността е нормална). Задаването на този щифт на високо означава, че всички изходни напрежения на захранването са в приемливия диапазон. .
12	DET	вход	Вход за детектор, който контролира сигнала Power Good. Този контакт може например да се използва за проактивно нулиране на PG сигнала до ниско ниво, когато основната мрежа се повреди.
13	VCC	хранене	Вход за захранващо напрежение +5V
14	OPOUT	изход	Изход на вътрешен усилвател на грешка.
15	OPNEGIN	вход	Инвертиращ вход на усилвател на грешка. Този вътрешен усилвател на грешки сравнява сигнала OPNEGIN с сигнала VADJ на пин 16. Вътрешно този щифт е предубеден с 2,45 V от референтното напрежение. Този щифт се използва и за свързване на външна компенсираща верига за управление на честотната характеристика на затворената обратна връзка на усилвателя.
16	VADJ	вход	Неинвертиращ вход на вътрешния усилвател на грешка. Най-типичното използване на контакта е за управление на комбинирания сигнал за обратна връзка на каналите +5V и +12V. Промяната на потенциала на този контакт води до пропорционална промяна в продължителността на изходните импулси на микросхемата, т.е. Чрез този контакт се стабилизират изходните напрежения на захранването.

Чипът LPG 899 осигурява следните функции:

Генериране на сигнали за управление на силови транзистори на двутактов преобразувател;

Следене на изходните напрежения на захранването (+3.3v, +5v, +12v) за повишаването им, както и за наличие на късо съединение в каналите;

Защита срещу значително пренапрежение;

Контрол на отрицателни напрежения на захранването (-12v и -5v);

Мощност Добро генериране на сигнал;

Следене на сигнала за дистанционно включване (PS _ ON) и стартиране на захранването в момента на активиране на този сигнал;

Осигуряване на "мек" старт на захранването.

Микросхемата е направена в 16-пинов пакет (фиг. 1). Захранващото напрежение е +5V, генерирано от резервното захранване (+5v _ SB). Използването на LPG 899 ви позволява значително да опростите схемата на захранването, защото Микросхемата е интегрирана конструкция от четири основни модула на управляващата част на захранването, а именно:

ШИМ контролер;

Вериги за управление на изходното напрежение:

Мощност Вериги за добро регулиране на сигнала;

Схеми за следене на сигнала PS_ON и дистанционно стартиране на захранването.

Функционалната схема на контролера LPG 899 PWM е показана на фиг. 2.

Описание на контактите на PWM контролера и основните му работни характеристики

са дадени в таблица 1.

№	Найменов.	Въведете изход	Описание
	V33	вход	Вход за управление на напрежението на канала +Z.V. Чрез контакта се следи както пренапрежението в канала, така и поднапрежението (което отговаря на късо съединение в товара на канала). Контактът е директно свързан към +Z.ZV канала. Както пренапрежението, така и късото съединение водят до блокиране на изходните импулси на микросхемата. Импедансът на входния щифт е 47 kOhm.
	V5	вход	+5V вход за управление на напрежението на канала. Чрез контакта се следи както пренапрежението в канала, така и поднапрежението (което отговаря на късо съединение в товара на канала). Контактът е директно свързан към +5V канал. Както пренапрежението, така и късото съединение водят до блокиране на изходните импулси на микросхемата. Импедансът на входния щифт е 73 kOhm.
	V12	вход	+12V вход за управление на напрежението на канала. Чрез контакта се следи както пренапрежението в канала, така и поднапрежението (което отговаря на късо съединение в товара на канала). Напрежението на канала +12V се подава към този контакт чрез ограничителен резистор. Както прекомерното напрежение, така и късото съединение в канала +12V водят до блокиране на изходните импулси на микросхемата. Импедансът на входния щифт е 47 kOhm.
	RT	вход	Вход за защита. Контактът може да се използва по различни начини, в зависимост от практическата схема на свързване. Този входен сигнал ви позволява да осигурите екстремна защита от пренапрежение (ако контактният потенциал стане по-висок от 1,25 V) или ви позволява да попречите на работата на защитата от късо съединение (ако контактният потенциал стане по-нисък от 0,625 V). Импедансът на входния щифт е 28,6 kOhm.
	GND	хранене	Общо за захранващата верига и логическата част на микросхемата
	СВ	-	Контакт за свързване на честотен кондензатор. В момента, в който микросхемата се захранва, при този контакт започва да се генерира трионно напрежение, чиято честота се определя от капацитета на свързания кондензатор.
	C1	изход	Изход на микросхемата. При контакта се генерират импулси с различна продължителност. Импулсите на този контакт са в противофаза на импулсите на пин 8.
	C2	изход	Изход на микросхемата. При контакта се генерират импулси с различна продължителност. Импулсите на този контакт са в противофаза на импулсите на пин 7.
	R.E.M.	вход	PS_ON вход за сигнал за дистанционно управление. Задаването на ниско ниво на този контакт води до стартиране на микросхемата и започване на генериране на импулси на щифт 7 и пин 8.
	TPG	...	Контакт за свързване на кондензатор, който задава времезакъснение при генериране на сигнала Power Good.
	PG	изход	Изходен сигнал Мощност Добра - PG (мощността е нормална). Задаването на този щифт на високо означава, че всички изходни напрежения на захранването са в приемливия диапазон. .
	DET	вход	Вход за детектор, който контролира сигнала Power Good. Този контакт може например да се използва за проактивно нулиране на PG сигнала до ниско ниво, когато основната мрежа се повреди.
	VCC	хранене	Вход за захранващо напрежение +5V
	OPOUT	изход	Изход на вътрешен усилвател на грешка.
	OPNEGIN	вход	Инвертиращ вход на усилвател на грешка. Този вътрешен усилвател на грешки сравнява сигнала OPNEGIN с сигнала VADJ на пин 16. Вътрешно този щифт е предубеден с 2,45 V от референтното напрежение. Този щифт се използва и за свързване на външна компенсираща верига за управление на честотната характеристика на затворената обратна връзка на усилвателя.
	VADJ	вход	Неинвертиращ вход на вътрешния усилвател на грешка. Най-типичното използване на контакта е за управление на комбинирания сигнал за обратна връзка на каналите +5V и +12V. Промяната на потенциала на този контакт води до пропорционална промяна в продължителността на изходните импулси на микросхемата, т.е. Чрез този контакт се стабилизират изходните напрежения на захранването.

Импулсите, които управляват силовите транзистори на двутактния преобразувател, се генерират на контакти C 1 и C 2, които са изходи с отворен дрейн.

Вътрешните транзистори, които генерират сигналите C 1 и C 2, се превключват в противофаза, което се осигурява от тригер Flip - Flop, който може да се счита за делител на входната честота (FF - CLK) наполовина.

Продължителността на импулсите FF - CLK се определя от два компаратора:

ШИМ компаратор;

Сравнител на "мъртвото" време.

ШИМ компараторът осигурява сравнение на трионообразното напрежение, генерирано на щифта CT, със сигнала постоянен ток, генериран от усилвателя на грешката (OPOUT сигнал).

Сравняващият мъртво време сравнява трионообразното напрежение, генерирано на щифта CT, със сигнала PROTOUT, който се генерира от защитния тригер. Когато се задейства една от защитите, сигналът PROTOUT се настройва на високо ниво, блокира работата на "мъртвия" компаратор за време, което води до прекратяване на генерирането на сигнала FF - CLK и в резултат на това до липса на импулси на изходите C 1 и C 2. Постоянно отклонение (посочено DTC на диаграмата) се подава към входа на компаратора за мъртво време, определен вътрешен източник на напрежение. Това отместване задава минималната стойност на "мъртвото" време, което гарантира, че във всеки случай има малка "пролука" между импулсите на контактите C 1 и C2 (виж фиг. 3). „Мъртвото време“ (моментът, когато и двата транзистора са затворени) предпазва силовите транзистори от „разбивка по стелажа“.

Принципът на работа на блока за модулация на ширината на импулса на микросхемата LPG-899 е представен на фиг. 4.

Блокът за модулация на ширината на импулса се задейства от сигнала REMON, който се генерира с времезакъснение от 40,5 ms (сумата от две времезакъснения: 36 ms и 4,5 ms) след настройка на входния сигнал REM на ниско ниво.

В момента на стартиране на микросхемата може да работи нейната вътрешна защита от късо съединение, т.к Изходните напрежения на захранването (+3.3V, +5V и +12V) при стартиране на микросхемата, разбира се, все още са нула. За да се избегне изключване на чипа в този случай, защитата от късо съединение се блокира за определен период от време от компаратора за блокиране на защитата.

Защитата от късо съединение заработва само след като на PT контакта се установи потенциал по-голям от 0,62V, т.е. когато на изхода на захранването се появят съответните напрежения.

Основните електрически характеристики и стойностите на ограничаващите параметри на микросхемата са представени в таблица. 2 и таблица 3.

Таблица 2

Характеристика	Значение	Мерна единица.
мин	Тип	Макс
Ниво на задействане на защита срещу пренапрежение в канал +3.3V (пин 1)	3.8	4.1	4.3	IN
Ниво на задействане, защитено от пренапрежение в канал +5V (пин 2)	5.8	6.2	6.6	IN
Нивото на задействане е защитено от прекомерно напрежение в канала +12 V (продължение 3)	4.42	4.64	4.90	IN
Ниво на задействане, защитено срещу пренапрежение при RT вход (пин 4)	1.2	1.25	1.3	IN
Ниво на защита от късо съединение в канал +3.3V (пин 1)	1.78	1.98	2.18	IN
Ниво на задействане, защитено от късо съединение в канал +5V (пин 2)	2.7	3.0	3.3	IN
Ниво на задействане на защита от късо съединение в +12V канал (продължение 3)	2.11	2.37	2.63	IN
Ниво на блокираща защита срещу късо съединение на входа RT (пин 4)	0.55	0.62	0.68	IN
Честота на генериране (с кондензатор за настройка на честотата C = 2200 pF)		...		kHz
Времезакъснение при генериране на сигнала Power Good (с кондензатор C = 2,2 µF)				Госпожица

Таблица.3

Основната опция за включване на микросхемата LPG-899, върху която трябва да се съсредоточите при проектирането на захранващи устройства, е показана на фиг. 4.

Въпреки това, в реални веригиМожете да намерите други примери за свързване на LPG -899.

Сподели с:

Въведение.

Натрупал съм много компютърни захранвания, ремонтирани като обучение за този процес, но за съвременните компютри те вече са доста слаби. Какво да правим с тях?

Реших да го превърна донякъде в зарядно за зареждане на 12V автомобилни акумулатори.

Опция 1.

И така: да започваме.

Първият, на който попаднах, беше Linkworld LPT2-20. Оказа се, че това животно има ШИМ на Linkworld LPG-899 m/s. Погледнах листа с данни и схемата на захранването и разбрах - това е елементарно!

Това, което се оказа просто невероятно е, че той се захранва от 5VSB, тоест нашите модификации няма да повлияят на режима на работа по никакъв начин. Крака 1,2,3 се използват за управление на изходните напрежения съответно 3.3V, 5V и 12V в рамките на допустимите отклонения. Четвъртият крак също е вход за защита и се използва за защита срещу отклонения от -5V, -12V. Ние не само не се нуждаем от всички тези защити, но дори ни пречат. Следователно те трябва да бъдат деактивирани.

Точките:

Етапът на унищожение приключи, време е да преминем към създаването.

Като цяло вече имаме готово зарядно устройство, но то няма ограничение на тока на зареждане (въпреки че защитата от късо съединение работи). За да не дава зарядното устройство толкова много на батерията, колкото се побира, добавяме верига към VT1, R5, C1, R8, R9, R10. Как работи? Много просто. Докато спадът на напрежението през R8, подаден към основата VT1 през разделителя R9, R10 не надвишава прага на отваряне на транзистора, той е затворен и не влияе на работата на устройството. Но когато започне да се отваря, към разделителя на R4, R6, R12 се добавя клон от R5 и транзистор VT1, като по този начин се променят неговите параметри. Това води до спад на напрежението на изхода на устройството и, като следствие, до спад на зарядния ток. При посочените рейтинги ограничението започва да работи при приблизително 5A, гладкопонижаване на изходното напрежение с увеличаване на тока на натоварване. Силно препоръчвам да не премахвате тази верига от веригата, в противен случай при силно разредена батерия токът може да бъде толкова голям, че стандартната защита ще работи или силовите транзистори или Schottks ще излетят. И няма да можете да заредите батерията си, въпреки че опитните автомобилни ентусиасти ще измислят на първия етап да включат автомобилна лампа между зарядното устройство и батерията, за да ограничат тока на зареждане.

VT2, R11, R7 и HL1 се занимават с "интуитивна" индикация на зарядния ток. Колкото по-ярко свети HL1, толкова по-голям е токът. Не е нужно да го събирате, ако не искате. Транзисторът VT2 трябва да е германиев, защото падането на напрежението е преход B-Eима значително по-малко от силиций. Това означава, че ще се отвори по-рано от VT1.

Верига от F1 и VD1, VD2 осигурява проста защита срещу обръщане на полярността. Силно препоръчвам да го направите или да сглобите друг с помощта на реле или нещо друго. Можете да намерите много опции онлайн.

А сега защо трябва да напуснете 5V канала. 14.4V е много за вентилатор, особено като се има предвид, че при такова натоварване захранването изобщо не загрява, добре, с изключение на токоизправителя, малко загрява. Затова го свързваме към предишния 5V канал (сега има около 6V) и той върши работата си тихо и тихо. Естествено, има опции за захранване на вентилатора: стабилизатор, резистор и др. Ще видим някои от тях по-късно.

Свободно монтирах цялата верига на място, освободено от ненужни части, без да правя никакви платки, с минимум допълнителни връзки. Всичко изглеждаше така след сглобяването:

В крайна сметка какво имаме?

Резултатът е зарядно устройство с ограничение на максималния ток на зареждане (постига се чрез намаляване на напрежението, подавано към батерията, когато прагът от 5A бъде превишен) и стабилизиран максимално напрежениена ниво 14,4 V, което съответства на напрежението в бордовата мрежа на автомобила. Следователно може безопасно да се използва без да се изключвабатерия от бордовата електроника. Това зарядно устройствоМожете спокойно да го оставите без надзор през нощта, батерията никога няма да прегрее. Освен това е почти безшумен и много лек.

Ако максималният ток от 5-7A не ви е достатъчен (акумулаторът ви често е много разреден), можете лесно да го увеличите до 7-10A, като замените резистор R8 с 0,1 Ohm 5W. Във второто захранване с по-мощен 12V монтаж направих точно това:

Вариант 2.

Следващият ни тестов обект ще бъде захранването Sparkman SM-250W, реализирано на широко известната и обичана PWM TL494 (KA7500).

Преработването на такова захранване е дори по-просто, отколкото при LPG-899, тъй като TL494 PWM няма вградена защита за напреженията на канала, но има втори компаратор за грешки, който често е безплатен (както в този случай). Веригата се оказа почти идентична с веригата PowerMaster. Взех това за основа:

План за действие:

Това беше може би най-икономичният вариант. Ще имате много повече запоени части от изразходваните J. Особено като вземете предвид, че модулът SBL1040CT беше изваден от 5V канала и там бяха запоени диоди, които от своя страна бяха извлечени от -5V канала. Всички разходи се състоеха от крокодили, светодиод и предпазител. Е, можете да добавите и крака за красота и удобство.

Ето пълната дъска:

Ако се страхувате да манипулирате 15-ти и 16-ти крака на PWM, избирайки шунт със съпротивление от 0,005 Ohm, елиминирайки възможните щурци, можете да преобразувате захранването в TL494 по малко по-различен начин.

Вариант 3.

И така: следващата ни „жертва“ е захранването Sparkman SM-300W. Веригата е абсолютно подобна на вариант 2, но има на борда по-мощен токоизправител за 12V канала и по-солидни радиатори. Това означава, че ще вземем повече от него, например 10А.

Тази опция е ясна за тези вериги, където вече са включени крака 15 и 16 на ШИМ и не искате да разберете защо и как това може да се промени. И е доста подходящ за други случаи.

Да повторим точно точки 1 и 2 от втория вариант.

Канал 5B, в този случай, напълно демонтирах.

За да не се изплаши вентилаторът с напрежение от 14,4 V, модулът беше сглобен на VT2, R9, VD3, HL1. Не позволява напрежението на вентилатора да надвишава 12-13V. Токът през VT2 е малък, транзисторът също се нагрява, можете да правите без радиатор.

Вече сте запознати с принципа на действие на защитата срещу обратна полярност и веригата на ограничителя на зарядния ток, но тук местоположението на връзката мутук е различно.

Контролният сигнал от VT1 до R4 е свързан към 4-то краче на KA7500B (аналогично на TL494). Не е показано на диаграмата, но трябваше да има резистор от 10 kOhm, останал от оригиналната верига от 4-тия крак до земята, няма нужда да се пипа.

Това ограничение работи по следния начин. При ниски токове на натоварване транзисторът VT1 е затворен и по никакъв начин не влияе на работата на веригата. На четвъртия крак няма напрежение, тъй като е свързан към земята чрез резистор. Но когато токът на натоварване се увеличи, спадът на напрежението на R6 и R7 също се увеличава, съответно транзисторът VT1 започва да се отваря и заедно с R4 и резистора към земята те образуват делител на напрежение. Напрежението на 4-то краче се увеличава и тъй като потенциалът на този крак, според описанието на TL494, влияе пряко върху максималното време на отваряне на силовите транзистори, токът в товара вече не се увеличава. При посочените стойности граничният праг беше 9,5-10А. Основната разлика от ограничението във вариант 1, въпреки външната прилика, е острата характеристика на ограничението, т.е. Когато се достигне прагът на задействане, изходното напрежение пада бързо.

Ето и готовата версия:

Между другото, тези зарядни могат да се използват и като източник на захранване за автомобилно радио, 12V преносимо и др. автомобилни устройства. Напрежението е стабилизирано, максималният ток е ограничен, няма да е толкова лесно да изгорите нищо.

Ето и готовия продукт:

Преобразуването на захранване в зарядно по този метод е въпрос на една вечер, но не съжалявате ли за любимото си време?

Тогава нека ви представя:

Вариант 4.

Основата е взета от захранването Linkworld LW2-300W с PWM WT7514L (аналог на LPG-899, който вече ни е познат от първата версия).

Е: демонтираме елементите, които не ни трябват според вариант 1, с единствената разлика, че демонтираме и канал 5B - няма да ни трябва.

Тук схемата ще бъде по-сложна, опцията за монтаж без изработка на печатна платка не е опция в този случай. Въпреки че няма да го изоставим напълно. Ето частично подготвената контролна платка и самата жертва на експеримента, все още неремонтирана:

Но ето го след ремонт и демонтаж на ненужни елементи, а на втората снимка с нови елементи и на третата обратната му страна с вече залепени гарнитури за изолиране на платката от корпуса.

Ограденото в диаграмата на фиг. 6 със зелена линия е сглобено на отделна платка, останалото е сглобено на място, освободено от ненужни части.

Първо, ще се опитам да ви кажа как това зарядно устройство се различава от предишните устройства и едва след това ще ви кажа кои детайли са отговорни за какво.

• Зарядното устройство се включва само когато към него е свързан източник на ЕМП (в този случай батерия), щепселът трябва да бъде включен в мрежата предварително J.
• Ако по някаква причина изходното напрежение надвиши 17V или е по-малко от 9V, зарядното устройство се изключва.
• Максималният заряден ток се регулира от променлив резистор от 4 до 12A, което съответства на препоръчителните зарядни токове на батерията от 35A/h до 110A/h.
• Зарядното напрежение се настройва автоматично на 14.6/13.9V или 15.2/13.9V в зависимост от избрания от потребителя режим.
• Захранващото напрежение на вентилатора се регулира автоматично в зависимост от тока на зареждане в диапазона 6-12V.
• В случай на късо съединение или обръщане на полярността се задейства електронен самовъзстановяващ се предпазител 24A, чиято верига с малки промени е заимствана от дизайна на почетната котка на победителя в състезанието Симурга от 2010 г. Не измервах скоростта в микросекунди (нищо), но стандартната защита на захранването няма време да потрепва - тя е много по-бърза, т.е. Захранването продължава да работи все едно нищо не се е случило, само червеният светодиод за бушона мига. Искрите са практически невидими при късо съединение на сондите, дори когато полярността е обърната. Така че горещо го препоръчвам, според мен тази защита е най-добрата, поне от тези, които съм виждал (въпреки че е малко капризна по отношение на фалшивите аларми в частност, може да се наложи да седнете с избора на стойности на резисторите ).

Сега кой за какво е отговорен:

• R1, C1, VD1 – източник на еталонно напрежение за компаратори 1, 2 и 3.
• R3, VT1 – верига за автоматично стартиране на захранването, когато батерията е свързана.
• R2, R4, R5, R6, R7 – референтен делител на ниво за компаратори.
• R10, R9, R15 – веригата на делителя на изходната защита от пренапрежение, която споменах.
• VT2 и VT4 с ограждащи елементи - електронен предпазител и датчик за ток.
• Компаратор OP4 и VT3 с тръбопроводни резистори - регулатор на скоростта на вентилатора; информацията за тока в товара, както можете да видите, идва от токовия датчик R25, R26.
• И накрая, най-важното е, че компараторите 1 до 3 осигуряват автоматично управление на процеса на зареждане. Ако батерията е достатъчно разредена и "яде" ток добре, зарядното устройство се зарежда в режим на ограничаване на максималния ток, зададен от резистор R2 и равен на 0,1 C (компараторът OP1 е отговорен за това). В този случай, докато батерията се зарежда, напрежението на изхода на зарядното устройство ще се увеличи и когато се достигне прагът от 14,6 (15,2), токът ще започне да намалява. Влиза в действие компаратор OP2. Когато зарядният ток падне до 0,02-0,03C (където C е капацитетът на батерията и A/h), зарядното устройство ще премине в режим на презареждане с напрежение 13,9V. Компараторът OP3 се използва само за индикация и няма ефект върху работата на управляващата верига. Резисторът R2 не само променя прага на максималния ток на зареждане, но също така променя всички нива на контрол на режима на зареждане. Всъщност с негова помощ капацитетът на заредената батерия се избира от 35A/h до 110A/h, а ограничението на тока е „страничен” ефект. Минималното време за зареждане ще бъде в правилната позиция, за 55A/h приблизително в средата. Може да попитате: "защо?", защото ако например, когато зареждате 55A/h батерия, поставите регулатора на позиция 110A/h, това ще доведе до твърде ранен преход към етапа на презареждане с намалено напрежение . При ток 2-3A, вместо 1-1.5A, както е предвидено от разработчика, т.е. аз И когато се настрои на 35A/h, първоначалният заряден ток ще бъде малък, само 3.5A вместо необходимите 5.5-6A. Така че, ако не планирате постоянно да ходите и да гледате и да въртите копчето за регулиране, след това го задайте според очакванията, не само ще бъде по-правилно, но и по-бързо.
• Превключвател SA1, когато е затворен, превключва зарядното устройство в режим “Турбо/Зима”. Напрежението на втория етап на зареждане се увеличава до 15,2 V, третият остава без значителни промени. Препоръчва се за зареждане при минусови температури на батерията, в лошо състояние или когато няма достатъчно време за стандартната процедура за зареждане, не се препоръчва често използване през лятото с работеща батерия, тъй като това може да повлияе негативно на нейния експлоатационен живот.
• Светодиодите ви помагат да разберете на какъв етап е процесът на зареждане. HL1 – светва при достигане на максимално допустимия заряден ток. HL2 – основен режим на зареждане. HL3 – преминаване към режим на презареждане. HL4 - показва, че зареждането е действително завършено и батерията консумира по-малко от 0,01C (при стари или не много висококачествени батерии може да не достигне тази точка, така че не трябва да чакате много дълго). Всъщност батерията вече е добре заредена след запалването на HL3. HL5 – светва при изключване на електронния предпазител. За да върнете предпазителя в първоначалното му състояние, достатъчно е да изключите за кратко натоварването на сондите.

Що се отнася до настройката. Без да свързвате контролната платка или резистора за запояване R16 в нея, изберете R17, за да постигнете напрежение от 14,55-14,65 V на изхода. След това изберете R16, така че в режим на презареждане (без товар) напрежението да падне до 13,8-13,9V.

Ето снимка на устройството, сглобено без кутия и в кутията:

Това е всичко. Зареждането беше тествано на различни батерии; зарежда адекватно както автомобилна батерия, така и UPS (въпреки че всички мои зарядни устройства зареждат всички 12V батерии нормално, тъй като напрежението е стабилизирано J). Но това е по-бързо и не се страхува от нищо, нито от късо съединение, нито от обръщане на полярността. Вярно е, че за разлика от предишните, той не може да се използва като захранване (наистина иска да контролира процеса и не иска да се включи, ако няма напрежение на входа). Но може да се използва като зарядно устройство за резервни батерии, без изобщо да се изключва. В зависимост от степента на разреждане, той ще се зарежда автоматично и поради ниското напрежение в режим на презареждане няма да причини значителна вреда на батерията, дори ако е постоянно включен. По време на работа, когато батерията е почти заредена, зарядното устройство може да премине в режим на импулсно зареждане. Тези. Зарядният ток варира от 0 до 2А с интервал от 1 до 6 секунди. Първоначално исках да премахна това явление, но след като прочетох литературата, разбрах, че това дори е добре. Електролитът се смесва по-добре и понякога дори помага за възстановяване на загубения капацитет. Затова реших да го оставя както е.

Вариант 5.

Е, попаднах на нещо ново. Този път LPK2-30 с ШИМ на SG6105. Никога досега не съм срещал такъв „звяр“ за модификация. Но си спомних многобройни въпроси във форума и потребителски оплаквания за проблеми с промяна на блокове на този m/s. И взех решение, въпреки че вече нямам нужда от упражнения, трябва да победя това м/с от спортен интерес и за радост на хората. И в същото време изпробвайте на практика идеята, която възникна в главата ми за оригинален начин за обозначаване на режима на зареждане.

Ето го лично:

Започнах, както обикновено, с изучаване на описанието. Открих, че е подобен на LPG-899, но има някои разлики. Наличието на 2 вградени TL431 на борда със сигурност е интересно нещо, но... за нас е незначително. Но разликите в схемата за управление на напрежението 12V и появата на вход за наблюдение на отрицателни напрежения донякъде усложняват нашата задача, но в разумни граници.

В резултат на размисли и кратки танци с тамбура (къде бихме били без тях) възникна следният проект:

Ето снимка на този блок, вече преобразуван в един 14.4V канал, все още без дисплей и контролна платка. На втората е обратната му страна:

А това са вътрешностите на блока и външен вид:

Моля, обърнете внимание, че основната платка е завъртяна на 180 градуса от първоначалното си местоположение, така че радиаторите да не пречат на монтажа на елементите на предния панел.

Като цяло това е леко опростена версия 4. Разликата е следната:

• Като източник за генериране на „фалшиви“ напрежения на управляващите входове е взето 15V от захранването на усилващите транзистори. Той, заедно с R2-R4, прави всичко, от което се нуждаете. И R26 за входа за контрол на отрицателното напрежение.
• Източникът на референтно напрежение за нивата на сравнение беше напрежението в режим на готовност, което също е захранването на SG6105. Защото в този случай нямаме нужда от по-голяма точност.
• Регулирането на скоростта на вентилатора също е опростено.

Но дисплеят е леко модернизиран (за разнообразие и оригиналност). Реших да го направя според принципа мобилен телефон: буркан, пълен със съдържание. За да направя това, взех двусегментен LED индикатор с общ анод (не е нужно да се доверявате на диаграмата - не намерих подходящ елемент в библиотеката и ме мързеше да нарисувам L) и го свържете, както е показано на диаграмата. Оказа се малко по-различно, отколкото възнамерявах; вместо средните ивици "g" да изгаснат в режим на ограничаване на зарядния ток, се оказа, че те мигат. Иначе всичко е наред.

Индикацията изглежда така:

Първата снимка показва режима на зареждане със стабилно напрежение от 14,7 V, втората снимка показва устройството в режим на ограничаване на тока. Когато токът стане достатъчно нисък, горните сегменти на индикатора ще светнат и напрежението на изхода на зарядното ще падне до 13,9V. Това се вижда на снимката по-горе.

Тъй като напрежението на последния етап е само 13,9 V, можете спокойно да презареждате батерията колкото искате, това няма да й навреди, тъй като генераторът на автомобила обикновено осигурява по-високо напрежение.

Естествено, в тази опция можете да използвате и контролната платка от опция 4. Просто трябва да окабелите GS6105, както е тук.

Да, почти забравих. Изобщо не е необходимо да инсталирате резистор R30 по този начин. Просто не можах да намеря паралелна стойност с R5 или R22, за да получа изхода необходимо напрежение. Така се оказах по този... нетрадиционен начин. Можете просто да изберете деноминациите R5 или R22, както направих в други опции.

Изработваме зарядно устройство за 12V оловни батерии от ATX компютърно захранване. част 4

Вариант 5.

Е, попаднах на нещо ново. Този път LPK2-30 с ШИМ на SG6105. Никога досега не съм срещал такъв „звяр“ за модификация. Но си спомних многобройни въпроси във форума и потребителски оплаквания за проблеми с промяна на блокове на този m/s. И взех решение, въпреки че вече нямам нужда от упражнения, трябва да победя това м/с от спортен интерес и за радост на хората. И в същото време изпробвайте на практика идеята, която възникна в главата ми за оригинален начин за обозначаване на режима на зареждане.
Ето го лично:

Снимка 18

Започнах, както обикновено, с изучаване на описанието. Открих, че е подобен на LPG-899, но има някои разлики. Наличието на 2 вградени TL431 на борда със сигурност е интересно нещо, но... за нас е незначително. Но разликите в схемата за управление на напрежението 12V и появата на вход за наблюдение на отрицателни напрежения донякъде усложняват нашата задача, но в разумни граници. Основната трудност, за разлика от LPG-899, беше, че входът за управление на напрежението 12V трябваше да бъде захранван с напрежение, по-голямо от захранването с ШИМ. Възможно е, разбира се, да се вземе напрежението от изхода, резистор + ценеров диод, но някак си не исках. Нужното ми напрежение беше на втория изход на контролната зала: 15V. Използва се за захранване на каскада от задвижващи транзистори. Реших да го използвам, за да измамя входовете за контрол на положителното напрежение на ШИМ. С входа за контрол на отрицателното напрежение, колкото и да е странно, всичко се оказа по-просто. Според документацията имаше вътрешен източник на ток и напрежението на този вход беше контролирано. Тоест баналният закон на стареца Ом ни даде изчерпателен отговор.
В резултат на размисли и кратки танци с тамбура (къде бихме били без тях) възникна следният проект:

Фигура 7.

Ето снимка на този блок, вече преобразуван в един 14.4V канал, все още без дисплей и контролна платка. На втората е обратната му страна:

Снимки 19 и 20.

А това са вътрешностите на сглобения блок и неговия външен вид:

Снимки 21 и 22.

Моля, обърнете внимание, че основната платка е завъртяна на 180 градуса от първоначалното си местоположение, така че радиаторите да не пречат на монтажа на елементите на предния панел.
Като цяло това е леко опростена версия 4. Разликата е следната:
Като източник за генериране на „фалшиви“ напрежения на управляващите входове, 15V бяха взети от захранването на усилващите транзистори (вече писах за това в началото). Той, заедно с R2-R4, прави всичко, от което се нуждаете. И R26 за входа за контрол на отрицателното напрежение.
Източникът на референтно напрежение за нивата на сравнение беше напрежението в режим на готовност, което също е захранването на SG6105. Защото в този случай нямаме нужда от по-голяма точност.
Регулирането на скоростта на вентилатора също е опростено.
Но дисплеят е леко модернизиран (за разнообразие и оригиналност). Реших да го направя на принципа на мобилния телефон: буркан, пълен със съдържание. За да направя това, взех двуцифрен LED индикатор с общ анод (не е нужно да се доверявате на диаграмата - не намерих подходящ елемент в библиотеката и ме мързеше да рисувам) и се свързах както е показано на диаграмата. Оказа се малко по-различно, отколкото възнамерявах; вместо средните ивици "g" да изгаснат в режим на ограничаване на зарядния ток, се оказа, че те мигат. Иначе всичко е наред.
Индикацията изглежда така:

Снимки 23 и 24.

Явно няма значение, но не го редактирах с Photoshop. Ако се вгледате внимателно, все още можете да видите разликите.
Първата снимка показва режима на зареждане със стабилно напрежение от 14,7 V, втората снимка показва устройството в режим на ограничаване на тока. Когато токът стане достатъчно нисък, горните сегменти на индикатора ще светнат и напрежението на изхода на зарядното ще падне до 13,9V. Това се вижда на снимката по-горе.
Тъй като напрежението на последния етап е само 13,9 V, можете спокойно да презареждате батерията колкото искате, това няма да й навреди, тъй като генераторът на автомобила обикновено осигурява по-високо напрежение.
Естествено, в тази опция можете да използвате и контролната платка от опция 4. Просто трябва да окабелите GS6105, както е тук.
Да, почти забравих. Изобщо не е необходимо да инсталирате резистор R30 по този начин. Просто не можах да намеря стойност в паралел с R5 или R22, за да получа необходимото напрежение на изхода. Така се оказах по този... нетрадиционен начин. Можете просто да изберете деноминациите R5 или R22, както направих в други опции.

Все още няма разработки за други PWM, такива захранвания не са се срещали.
Досега работата напредва към намаляване на движенията на тялото по време на ремоделиране в прости версии и разработване на нови джаджи.