Determinación de la potencia de la señal a la entrada del receptor del laboratorio del departamento. Unidades de medida de niveles de señales de radio Cómo medir la potencia de una señal de radio de una frecuencia específica

7.9 Medición de parámetros en sistemas de radiofrecuencia Medición de la función BER (C/N)

Uso de técnicas modernas de medición de BER varios esquemas, de los cuales se pueden distinguir dos principales.

Arroz. 7.16. Esquema del método del atenuador sintonizable.

En este método, se incluye un atenuador sintonizable en la trayectoria de radiofrecuencia del receptor, con la ayuda del cual se introduce una atenuación adicional y se supone que la estabilidad de la señal de recepción es constante durante todo el tiempo de medición. Los niveles de señal y ruido se miden utilizando un medidor de potencia, mientras que la medición del ruido en la ruta de frecuencia intermedia del receptor sin filtrado da un valor mayor que la potencia de ruido real en la banda operativa de la ruta. Por lo tanto, al medir la potencia, se utilizan filtros adicionales sintonizados en la banda de frecuencia operativa.

El parámetro de error BER se mide mediante un analizador de canales digitales.

La principal desventaja del método es la suposición de una potencia constante de la señal útil durante todo el período de medición. En condiciones reales, el nivel de la señal útil sufre fluctuaciones significativas debido a la propagación por trayectos múltiples de las ondas de radio y a los cambios en las condiciones de propagación. Por esta razón, la relación C/N también puede cambiar, e incluso un cambio de 1 dB en C/N puede provocar un cambio en la BER de un orden de magnitud. Por lo tanto, este método no proporciona la precisión de medición requerida, especialmente para valores bajos de BER.

2. Método de interferencia para medir BER(C/AT), cuyo diagrama se muestra en la Fig. 7.17, utiliza un dispositivo especial: un analizador/simulador del parámetro C/N, que mide el nivel de potencia de la señal útil C cuando se introduce un nivel de ruido dado N, lo que garantiza una alta precisión en la determinación del parámetro C/N. En este método, el analizador/simulador ajusta automáticamente el nivel de ruido introducido y la precisión de la medición de la característica BER(C/AT) puede alcanzar valores de ~1СГ12. Como conclusión de esta consideración de la función BER (CIN), observamos lo siguiente.

1. La comparación de las dependencias teóricas y prácticas VESHCHS/N) muestra que las dependencias prácticas se diferencian de las teóricas en que para los valores prácticos de BER se requiere una relación C/N mayor. Esto se debe a varias razones para la degradación de parámetros en las rutas de frecuencia intermedia y de radio.

2. En la práctica, las contribuciones de los trayectos de radio y de frecuencia intermedia son comparables entre sí, mientras que para los sistemas de transmisión de información digital con velocidades de hasta 90 Mbit/s, los siguientes valores de los niveles de degradación del parámetro BER son observado.

Arroz. 7.17. Esquema del método de interferencia para medir BER(C/N)

Deterioro en el camino de frecuencia intermedia FI:

Errores de fase y amplitud del modulador - OD dB;

Interferencia entre símbolos debido al funcionamiento del filtro: 1,0 dB;

Presencia de ruido de fase - 0,1 dB;

Procedimientos diferenciales de codificación/decodificación: 0,3 dB;

Jitter (fluctuación de fase) - 0,1 dB;

Exceso de ancho de banda de ruido del demodulador: 0,5 dB;

Otras razones (efecto de envejecimiento, inestabilidad de temperatura) - 0,4 dB.

Así, en total, el deterioro de la BER en el trayecto de FI puede alcanzar los 2,5 dB. Degradación de la BER en el trayecto de radiofrecuencia:

Efectos de no linealidad: 1,5 dB;

Degradaciones debidas a la limitación del ancho de banda del canal y al tiempo de retardo del grupo: 0,3 dB;

Interferencia en canales adyacentes: 1,0 dB;

Deterioro por atenuación y efectos de eco: 0,2 dB. En total, en el camino de radiofrecuencia RF la degradación de BER será de 3 dB, es decir, el total en el sistema

La degradación de la BER de transmisión puede alcanzar -5,5 dB.

Cabe señalar que en los diagramas de la Fig. 7.16, 7.17 no se consideró el propósito de los ecualizadores en trayectos radioeléctricos digitales.

Mediciones de frecuencia y potencia en caminos de radiofrecuencia.

Las mediciones de la frecuencia y potencia de una señal de radio útil se implementan en la práctica utilizando los siguientes métodos:

1)se utilizan medidores de frecuencia y medidores de potencia,

2) se utilizan analizadores de espectro con funciones de medición de marcadores.

En el segundo método, el marcador proporciona movimiento a lo largo de la característica espectral al mismo tiempo que muestra los valores de los parámetros de frecuencia y potencia de la señal de radio útil.

Para ampliar las capacidades de medición de parámetros de potencia, los analizadores de espectro modernos proporcionan suavizado espectral, filtrado de ruido, etc.

Análisis del funcionamiento de ecualizadores.

Comparado con sistemas de cable El radio aire, como medio para transmitir señales de radio, tiene características que cambian aleatoriamente con el tiempo. Debido al uso generalizado de los sistemas de comunicación por radio digitales y a los mayores requisitos de precisión de su transmisión, se incluyen ecualizadores en los dispositivos receptores para reducir drásticamente la influencia de la propagación por trayectos múltiples (alineación de señales) y el tiempo de retardo del grupo (sintonización automática de señales). Al utilizar métodos digitales para modular señales de alta frecuencia, los desarrolladores encontraron dificultades para sintonizar con precisión módems y otros dispositivos formadores de canales como parte de la ruta de radiofrecuencia. En este caso, los ecualizadores también actúan como elementos de compensación de posibles no linealidades en los dispositivos del camino de transmisión de radiofrecuencia. En los sistemas modernos de transmisión de información por radiofrecuencia, existen dos tipos principales de atenuación asociados con factores de propagación de la señal de radio a lo largo de la ruta de radiofrecuencia.

1) Atenuación lineal, que es una disminución uniforme, independiente de la frecuencia, de la amplitud de la señal a partir de factores de distribución de la señal. La atenuación lineal suele ser causada por factores naturales en la propagación de ondas electromagnéticas:

Con distribución directa en zonas forestales;

Cuando se distribuye en la atmósfera en presencia de hidrometeoros (lluvia, nieve).

2) Atenuación debida a la propagación por trayectos múltiples de señales de radio.

Estos dos factores cambian la amplitud de la señal deseada, lo que lleva a un cambio en la relación C/N, que en última instancia afecta el parámetro de error BER. Los cambios en la estructura de la señal útil asociados con estas dos atenuaciones se compensan mediante ecualizadores. Como sabe, la base del funcionamiento de cualquier ecualizador es el uso de un filtro de muesca de banda estrecha para eliminar la no linealidad de la señal útil. El principal parámetro de medición es la dependencia de la profundidad de filtrado de la frecuencia para un parámetro BER determinado, que en varias revisiones se denomina curva M o curva W (Fig. 7.18).

Arroz. 7.18. Curvas M para casos de ausencia y presencia de ecualizador.

Para obtener la curva M, generalmente se simulan varias condiciones de transmisión de señal, las cuales se compensan mediante un ecualizador y en el proceso de compensación se construye la curva M. El esquema de medición se muestra en la Fig. 7.19.

Como resultado de las mediciones, se obtienen diagramas en forma de curvas M de dos lados, de los cuales uno está libre de histéresis (que muestra la capacidad del filtro ecualizador para proporcionar una profundidad de filtrado a una frecuencia dada suficiente para nivelar la estructura de la señal útil) y el otro es la histéresis (que muestra el rendimiento del filtro cuando está trabajo de verdad si es necesario, primero aumente y luego disminuya el parámetro de profundidad de filtración). En la práctica, ambos tipos de curvas son esenciales para analizar el rendimiento del ecualizador.

Arroz. 7.19. Esquema de medición para curvas M

Mediciones de parámetros de desnivel característico de frecuencia de fase y tiempo de retardo de grupo.

La desigualdad de la respuesta de frecuencia de fase (PFC) de la ruta de radiofrecuencia está determinada por el tiempo de retardo de grupo (GDT) a partir de la fórmula:

La medición directa de la dependencia del cambio de fase con la frecuencia f(n) y la posterior diferenciación de la dependencia resultante se implementa, por regla general, para sistemas con un bajo nivel de ruido de fase, sin embargo, para los sistemas de radiocomunicaciones, el ruido de fase está presente; en el canal, lo que conduce a una respuesta de fase desigual y un cambio en el retardo del grupo. Normalmente, las mediciones de retardo de grupo se llevan a cabo durante las pruebas de aceptación de los sistemas de radio y tienen en cuenta posibles desviaciones en el funcionamiento del transmisor, el receptor, los dispositivos de antena y las condiciones de propagación de la señal de radio. El artículo describe dos métodos para medir retrasos de grupo basados ​​en el uso de señales de radio compuestas.

Mediciones de inmunidad al desvanecimiento lineal y atenuación por trayectos múltiples de señales de radio.

Los parámetros de las señales de radio cambian debido a la atenuación lineal y a la atenuación causada por la propagación por trayectos múltiples de las señales de radio. Al realizar pruebas en fábrica, se introduce un límite aceptable de atenuación lineal, que no excede los 50 dB para BER = 10~3. Para compensar la atenuación lineal, se utilizan ecualizadores como parte del transmisor/receptor. El rendimiento de un ecualizador que compensa la atenuación lineal se puede medir utilizando atenuadores sintonizables.

Al medir la resistencia a la atenuación asociada con la propagación por trayectos múltiples de señales de radio, es posible utilizar un diagrama de estado y un diagrama de ojo que muestran:

Diagrama de estado: la diafonía entre las señales I y Q se muestra como elipses,

Diagrama de ojo: el fenómeno de trayectoria múltiple se refleja en el desplazamiento de los centros de los "ojos" desde el centro hacia los bordes.

Sin embargo, tanto el diagrama de estado como el diagrama de ojo no proporcionan todas las especificaciones de medición necesarias. Para realizar mediciones prácticas de la eficacia de la compensación del fenómeno de las señales multitrayecto, se utilizan métodos que son coherentes con los métodos de compensación. Dado que es casi imposible predecir la aparición del factor de trayectorias múltiples, el impacto de este factor se tiene en cuenta mediante métodos de estrés, es decir, simulando el fenómeno de propagación de la señal de trayectorias múltiples. Como se señala en el trabajo, se utilizan dos modelos para simular la propagación de señales por trayectos múltiples.

1.Modelo de doble haz. El principio de modelado se reduce a la suposición teórica de que la atenuación está asociada a la interferencia de dos haces y que el haz perturbador tiene un retraso (para el haz reflejado) en el tiempo. De las características de desigualdad de la respuesta de frecuencia (característica amplitud-frecuencia) y retardo de grupo para la propagación de dos haces de una señal de radio se deduce:

Reducir la amplitud con el cambio de frecuencia;

Cambios en el retardo de grupo y la respuesta de frecuencia en el caso de una fase mínima (cuando el haz de radio principal tiene una gran amplitud);

Cambios en la respuesta de frecuencia y retardo de grupo en el caso de una fase no mínima (cuando el haz resultante después de la interferencia de dos haces excede la amplitud de la señal principal).

2. Modelo de tres haces. Dado que el modelo de dos haces no describe el fenómeno de la modulación de amplitud y la aparición de patrones de batido débiles dentro del rango de frecuencia operativa, como resultado de lo cual la amplitud de la señal útil se desvía dentro del rango operativo incluso si el nodo de batido está fuera En el rango operativo, se utiliza un modelo de tres haces para tener en cuenta el efecto de cambio de amplitud. Normalmente, el modelo de dos haces se utiliza para mediciones de alta calidad y el modelo de tres haces se utiliza para mediciones precisas.

Análisis de interferencias de intermodulación.

Cuando las señales de radio se propagan en una ruta, surgen interacciones de intermodulación de señales durante la multiplexación y demultiplexación, así como bajo la influencia de no linealidades de los dispositivos formadores de canales dentro de la ruta. Normalmente, la distorsión de intermodulación se encuentra en un nivel bastante bajo: menos de 40 dB en relación con el nivel de la señal deseada. Sin embargo, controlar la distorsión de intermodulación y eliminar sus causas proporciona, en algunos casos, una solución al problema de la interferencia en canales adyacentes. Los analizadores de espectro se utilizan para analizar la intermodulación.

Mediciones de características de caminos de radiofrecuencia formadores de canales.

Además de las mediciones complejas, en la práctica se utilizan ampliamente las mediciones de las características de las rutas de radiofrecuencia que forman canales, cuyo conocimiento es necesario al diseñar y operar sistemas de transmisión de información de ingeniería de radio. Además de las mediciones de frecuencia y potencia en el área de servicio, es necesario medir los sistemas de antena, los niveles de ruido térmico, la estabilidad de frecuencia de los osciladores maestros, la fluctuación de fase, los parámetros de los módems y las rutas de amplificación, junto con los dispositivos de filtrado.

Mediciones del sistema de antenas.

Los dispositivos alimentadores de antena como parte de la ruta de radiofrecuencia juegan un papel extremadamente importante. Los principales parámetros: potencia de radiación, patrón de radiación en los planos correspondientes, ganancia, impedancia, etc., suelen calcularse y medirse en la etapa de producción de la antena. Durante el funcionamiento, se modifican parámetros importantes.

Coeficiente de onda viajera (TWC): CBW = Umin/Umax, (7,38)

Relación de onda estacionaria (ROE): ROE = 1/KBW, (7,39)

Nivel de pérdida de retorno desde la entrada de la antena, donde Umin y Umax son el mínimo y voltaje máximo en la línea de alimentación.

En el caso de coincidencia de ruta ideal: salida del transmisor - alimentador - entrada de la antena, KBV = 1 (dado que toda la energía de la salida del transmisor se dirige a la antena y al mismo tiempo £/min = Umax), en el caso de Umin = 0, VSWR = oo KBV = 0 — se produce un modo de onda estacionaria en el alimentador, lo cual es inaceptable.

En un caso real, la ROE puede tomar valores de 1,1...2, es decir, ROE = 0,5...0,9. En las rutas de radio de los sistemas de transmisión de información digital con tipos de modulación digital, se requiere un bajo nivel de pérdidas de retorno, es decir, un valor de ROE mínimo de -1,1, cuando el modo en la línea de alimentación está cerca de un alto grado de coincidencia.

Por ejemplo, para enlaces de microondas que utilizan modulación 64 QAM, el nivel de supresión de pérdida de retorno de antena recomendado es de 25 dB o superior. Para medir las pérdidas de retorno, se suele utilizar el circuito que se muestra en la Fig. 7.20.

Se suministra una señal desde el oscilador de microondas a la antena a través de un acoplador direccional pasivo. En presencia de una onda reflejada desde la entrada, las oscilaciones electromagnéticas ingresan al analizador de espectro (o receptor selectivo) a través de un acoplador direccional, donde se mide el nivel de potencia reflejada. Para reducir el nivel de potencia reflejada, se hace coincidir la ruta del alimentador de antena. Cuando se utiliza en la práctica en lugar de un analizador de espectro de medidor de potencia, la precisión de la medición disminuye, ya que, junto con la señal reflejada, el medidor de potencia tiene en cuenta el nivel de ruido asociado con influencias externas en el canal de radio en un rango de frecuencia de funcionamiento determinado.

Mediciones del nivel de ruido térmico intrínseco de elementos del camino de radiofrecuencia.

A medida que aumenta el nivel de ruido, la distorsión entre símbolos aumenta drásticamente. señales digitales y el valor BER aumenta. En los diagramas de estado y de ojo, esto se refleja en el aumento del tamaño de los puntos de visualización del estado y el efecto de "cerrar los ojos". Medición de ruido varios dispositivos Como parte de la ruta de radiofrecuencia, se realiza en la etapa operativa para localizar el punto de mayor nivel de ruido. Teniendo en cuenta que el ruido intrínseco de varios dispositivos en la ruta de radiofrecuencia es pequeño, se utilizan métodos diferenciales para las mediciones. Para ello, se mezcla una señal de frecuencia única perturbadora con la señal de prueba y luego se realizan mediciones de ruido mediante la diferencia entre la señal perturbadora y el ruido. Este método se utiliza para medir ruido de baja potencia. Como ejemplo en la Fig. La Figura 7.21 muestra los resultados de las mediciones de ruido en el contexto de una señal de frecuencia única interferente para una modulación 16 QAM con una relación señal-ruido C/I = 15 dB, mientras que, como puede verse en la figura, un aumento en el nivel de ruido provoca un aumento en el tamaño de los puntos en el diagrama de estado y el efecto de "cerrar los ojos" " en el diagrama de ojo.

Arroz. 7.21. Ejemplos de diagrama de estado y diagrama de ojo al medir ruido en C/1 = 15 dB.

Mediciones de fluctuación de fase.

Un parámetro importante para medir sistemas de transmisión de radiofrecuencia con modulación digital es el jitter de fase de la señal de los osciladores maestros del receptor/transmisor, el llamado jitter. Para analizar el jitter, se utiliza efectivamente un diagrama de estado, ya que el diagrama de ojo no es sensible a él. Si se produce fluctuación de fase de la señal en la ruta, entonces, como se indica a partir de

Arroz. 7.22, hay un aumento en el tamaño de los puntos del diagrama de estados. Para eliminar los problemas asociados con la presencia de fluctuación al medir la fluctuación, generalmente se realizan mediciones adicionales de los parámetros operativos de los osciladores maestros y se eliminan las fallas.

Mediciones de parámetros del módem.

Para medir los parámetros del módem se suelen utilizar analizadores que proporcionan mediciones de señales en forma de diagramas de estado y diagramas de ojo, que proporcionan la información más completa sobre la estructura y los cambios en los parámetros de modulación digital. En la Fig. La Figura 7.23 muestra como ejemplo un diagrama de estados y un diagrama de ojo para el caso de modulación de amplitud en cuadratura con 16 estados 16 QAM, de donde se deduce:

El desenfoque de los puntos del diagrama de estado indica la influencia del ruido;

La distorsión en el tamaño del "ojo" indica posibles alteraciones en el funcionamiento del canal digital (por ejemplo, la aparición de distorsiones entre símbolos).

Arroz. 7.23. Ejemplo de diagrama de estado y diagrama de ojo para un caso AM 16 QAM de 16 estados

Consideremos los siguientes tipos de averías del módem y los diagramas correspondientes.

1.Pérdida de sincronización en canal digital.

La falla/desconexión global del demodulador o la falla de bloqueo de fase pueden provocar una pérdida de coincidencia entre el modulador y el demodulador y una pérdida de señal en el sistema de transmisión. En este caso, el diagrama de estado representa una distribución aleatoria de señales a través de los niveles de modulación correspondientes, el "ojo" del diagrama de ojo está completamente cerrado (Fig. 7.24).

Arroz. 7.24. Un ejemplo de pérdida de sincronización en un canal digital: el diagrama de estado representa una distribución aleatoria de señales en los niveles de modulación correspondientes, el "ojo" del diagrama de ojo está completamente cerrado.

2. Violación de la configuración de los parámetros del nivel de modulación/demodulación.

En la Fig. La Figura 7.25 muestra un diagrama de estados, del cual se deduce que cuando se establecieron los niveles de modulación/demodulación surgió un desequilibrio en la amplitud de la señal. Los cambios en el diagrama de estado pueden indicar no linealidades en el modulador o un mal funcionamiento del DAC.

Arroz. 7.25. Un ejemplo de violación de la configuración del nivel de modulación/demodulación.

3. Violación de la ortogonalidad de los vectores I y Q del demodulador.

Una de las fallas comunes en el funcionamiento del módem es la falla del demodulador, cuando los vectores I y Q de las coordenadas polares del demodulador no son estrictamente ortogonales. Esto conduce a una discrepancia entre los estados y la cuadrícula de coordenadas ortogonales en el diagrama de estados (figura 7.26).

Esta falla puede ir acompañada o no de un error de sincronización de fase en el circuito de recuperación de la portadora. En ausencia de un error, el resultado del impacto de este mal funcionamiento en el diagrama del ojo se reduce al cierre del "ojo" en el diagrama en la señal I y la ausencia de cualquier cambio en el diagrama Q si hay un error. error, los “ojos” de ambos diagramas se cerrarán. Cabe señalar que el análisis del diagrama de ojo por sí solo no permite determinar la causa del mal funcionamiento, ya que este diagrama coincide completamente con el diagrama de ojo, si está presente. nivel alto ruido aditivo en el canal. En este caso, sólo un diagrama de estado puede proporcionar una determinación fiable de la causa del mal funcionamiento. Para eliminar el mal funcionamiento descrito es necesario ajustar el demodulador en términos de la ortogonalidad de las señales I y Q. En el diagrama de estado de la Fig. 7.27 señaló la presencia de un error de sincronización de fase de 2,3 grados.

Arroz. 7.27. Un ejemplo de un error de sincronización de fase.

Mediciones de parámetros operativos de amplificadores como parte de la ruta de radiofrecuencia.

Los principales parámetros medidos del funcionamiento de los amplificadores como parte de la ruta de radiofrecuencia son:

Ruido introducido por amplificadores;

Parámetros de no linealidad de las secciones de amplificación.

La sobrecarga de amplitud puede hacer que el amplificador entre en un modo no lineal y, como resultado, un fuerte aumento en la probabilidad de error en un sistema de transmisión digital. El uso de diagramas de estado y diagramas de ojo permite evaluar las razones de la disminución de los parámetros de calidad de las comunicaciones por radio (las distorsiones no lineales provocan que los puntos del diagrama de estado se vuelvan borrosos y el "ojo" del diagrama de ojo se cierra).

Parámetros básicos de la señal de radio. Modulación

§ Intensidad de señal

§ Energía de señal específica

§ Duración de la señal t determina el intervalo de tiempo durante el cual existe la señal (distinto de cero);

§ El rango dinámico es la relación entre la potencia de señal instantánea más alta y la más baja:

§ Ancho del espectro de la señal F - banda de frecuencia dentro de la cual se concentra la energía de la señal principal;

§ La base de la señal es el producto de la duración de la señal por el ancho de su espectro. Cabe señalar que existe una relación inversamente proporcional entre el ancho del espectro y la duración de la señal: cuanto más corto es el espectro, mayor es la duración de la señal. Así, el tamaño de la base permanece prácticamente sin cambios;

§ La relación señal/ruido es igual a la relación entre la potencia útil de la señal y la potencia del ruido (S/N o SNR);

§ El volumen de información transmitida caracteriza el ancho de banda del canal de comunicación requerido para la transmisión de señales. Se define como el producto del ancho del espectro de la señal por su duración y rango dinámico.

§ La eficiencia energética (inmunidad potencial al ruido) caracteriza la confiabilidad de los datos transmitidos cuando la señal se expone a ruido blanco gaussiano aditivo, siempre que la secuencia de símbolos sea restablecida mediante un demodulador ideal. Está determinado por la relación señal-ruido mínima (E b /N 0), que es necesaria para transmitir datos a través de un canal con una probabilidad de error que no exceda la especificada. La eficiencia energética determina la potencia mínima del transmisor requerida para un funcionamiento aceptable. Una característica del método de modulación es la curva de eficiencia energética: la dependencia de la probabilidad de error de un demodulador ideal de la relación señal-ruido (E b /N 0).

§ Eficiencia espectral: la relación entre la velocidad de transmisión de datos y el ancho de banda utilizado del canal de radio.

• AMPERIOS: 0,83
• No más de 0,46
• G/M: 1,35

§ La resistencia a las influencias del canal de transmisión caracteriza la confiabilidad de los datos transmitidos cuando la señal está expuesta a distorsiones específicas: desvanecimiento debido a la propagación por trayectos múltiples, limitación de banda, interferencia concentrada en frecuencia o tiempo, efecto Doppler, etc.

§ Requisitos de linealidad del amplificador. Para amplificar señales con ciertos tipos de modulación, se pueden utilizar amplificadores no lineales de clase C, que pueden reducir significativamente el consumo de energía del transmisor, mientras que el nivel de radiación fuera de banda no excede los límites permitidos. Este factor es especialmente importante para los sistemas de comunicaciones móviles.

Modulación(Latín modulatio - regularidad, ritmo): el proceso de cambiar uno o varios parámetros de una oscilación de una portadora de alta frecuencia de acuerdo con la ley de una señal de información (mensaje) de baja frecuencia.

La información transmitida está contenida en la señal de control (moduladora) y el papel de portador de información lo desempeña una oscilación de alta frecuencia llamada portadora. La modulación, por lo tanto, es el proceso de "aterrizar" una oscilación de información en una portadora conocida.

Como resultado de la modulación, el espectro de la señal de control de baja frecuencia se transfiere a la región altas frecuencias. Esto permite, al organizar la transmisión, configurar el funcionamiento de todos los dispositivos receptores y transmisores en diferentes frecuencias para que no "interfieran" entre sí.

Se pueden utilizar oscilaciones de varias formas como portador (rectangular, triangular, etc.), pero las oscilaciones armónicas son las más utilizadas. Dependiendo de cuál de los parámetros de la oscilación de la portadora cambia, se distingue el tipo de modulación (amplitud, frecuencia, fase, etc.). La modulación con una señal discreta se llama modulación digital o manipulación.

El parámetro principal de un dispositivo transmisor de radio es la potencia de la señal emitida al aire. Cabe señalar que los requisitos de potencia de la señal en el rango VHF vienen dictados por las características de propagación de las ondas de radio en este rango de frecuencia.

La primera característica de la gama VHF es la propagación rectilínea de ondas de radio dentro de la línea de visión. La Figura 1 ilustra esta característica de la propagación de ondas de radio en este rango.

Figura 1. Línea de visión en el enlace de radio

Aproximadamente, teniendo en cuenta la refracción de las ondas de radio en el rango VHF, el alcance de la línea de visión en kilómetros L se determina como:

, (1)

Cuando la altura de la antena de la estación base y el repetidor es de 70 m, el alcance de comunicación no puede exceder los 70 km:

Cuando la altura de la antena de la estación base y el repetidor es de 70 m, el alcance de comunicación no puede exceder los 70 km. Los rangos de línea de visión aproximados en el rango VHF se muestran en la Figura 2.

Figura 2. Alcance aproximado de un enlace de radio en el rango VHF

Calculemos la potencia de salida requerida de la señal del transmisor para una distancia determinada. Para ello, utilizaremos la conocida fórmula para determinar la potencia de la señal en la entrada de un receptor de radio:

, (2) donde PAG prm - potencia de la señal en la entrada del receptor de radio; PAG prd - potencia de la señal en la salida del transmisor de radio; - longitud de onda de la señal de radio; r— distancia entre el receptor y el transmisor; GRAMO prd - ganancia de la antena del transmisor de radio (en tiempos); GRAMO prm - ganancia de la antena del receptor de radio (en tiempos);

Cabe señalar que en los sistemas de comunicaciones móviles la intensidad de la señal se mide en dBm. Ésta es la relación entre el valor absoluto de la potencia de la señal, expresada en vatios, y la potencia de la señal de 1 mW.

, (3)

Por ejemplo, una potencia de señal de 2 W corresponde a un valor de 33 dBm y una potencia de señal de 10 W corresponde a 40 dBm. Este enfoque le permite reemplazar las operaciones de división y multiplicación con resta y suma, respectivamente. En este caso, la fórmula para determinar la potencia de la señal a la entrada del receptor de radio (2), expresada en decibeles, tomará la siguiente forma:

, (4)

Expresemos a partir de él la potencia requerida por el transmisor cuando opera en el espacio libre. Para la banda de 160 MHz y antenas omnidireccionales, esta potencia será igual a:

, (5)

Con una relación señal/ruido en la entrada del demodulador de 6 dB, la potencia del transmisor se puede limitar a 1 mW.

Por otro lado, cuando una onda de radio se propaga a lo largo de la superficie de la Tierra, experimenta una absorción adicional. Para explicar el fenómeno de las ondas de radio que rodean diversos obstáculos y su penetración en las regiones de sombra y penumbra, se utiliza el principio de Huygens-Fresnel. Según el modelo de Fresnel, el rango de propagación de las ondas de radio entre los dispositivos transmisores y receptores está limitado por un elipsoide de rotación alrededor de la línea que los conecta. Este elipsoide tiene varias capas y puede incluir un número infinito de zonas.

La zona más cercana a la línea que conecta el transmisor con el receptor se llama primera zona de Fresnel. Generalmente se acepta que durante la propagación de ondas de radio, la más significativa es la primera zona de Fresnel. En él se concentra aproximadamente la mitad de la energía transmitida. La figura 3 muestra una sección longitudinal de la primera zona de Fresnel.

Figura 3. Definición de la zona de Fresnel

Para cualquier punto del enlace de radio, el radio de la primera zona de Fresnel (R0) se puede encontrar mediante la fórmula:

, (6)

Si se tiene en cuenta la influencia de la superficie terrestre, es importante el radio más grande de la primera zona de Fresnel. A misma altura de las antenas, este radio quedará en la mitad del radioenlace. En este caso, la fórmula (6) se transforma a la siguiente forma:

, (7)

Cuando el alcance del enlace de radio es superior a 5 km, es necesario tener en cuenta adicionalmente la curvatura de la Tierra como obstáculo. Este efecto se ilustra en la Figura 3. Para tener en cuenta el aumento del nivel de la superficie terrestre en el medio del enlace de radio debido a su curvatura, se puede utilizar la siguiente fórmula:

, (8) donde hmax es la altura máxima del obstáculo creado debido a la curvatura de la Tierra (m), L es la distancia entre el transmisor y el receptor (km).

Los valores de altura del obstáculo creado debido a la curvatura de la Tierra para distancias relativas r tek /L se dan en la Tabla 1.

tabla 1

l	Distancia relativa en un intervalo de radio
	0,1	0,2	0,3	0,4	0,5	0,6	0,7	0,8	0,9
5 kilometros	0,02 metros	0,08 metros	0,18 metros	0,31 metros	0,5 metros	0,31 metros	0,18 metros	0,08 metros	0,02 metros
10 kilometros	0,7 metros	1,3 metros	1,7 metros	1,9 metros	2 metros	1,9 metros	1,7 metros	1,3 metros	0,7 metros
15 kilometros	1,5 metros	2,7 metros	3,6 metros	4 metros	4,25 metros	4 metros	3,6 metros	2,7 metros	1,5 metros

Ahora calculemos la absorción adicional de la señal debido a su sombra por la superficie de la Tierra. Para ello calculamos la altura h max en el centro de la trayectoria de radio:

, (9)

La distancia relativa de la línea de radio será igual a

, (10)

Ahora, utilizando el gráfico de la dependencia de la atenuación de la señal con respecto a la distancia del obstáculo que se muestra en la Figura 4, determinaremos la atenuación de la señal adicional.

Figura 4. Dependencia de la atenuación de la señal en relación con la franqueación de obstáculos

Para una autorización relativa del enlace de radio de -0,37, la atenuación adicional de la señal será de 50 dB. Como resultado, la potencia del transmisor requerida aumenta de -6 dBm a +44 dBm. Esta potencia corresponde a una potencia de transmisión de 20 W.

En este caso, consideramos una situación en la que un único transmisor de radio está ubicado en un lugar. Sin embargo, no hay muchos lugares convenientes para colocar repetidores de estaciones base. Por lo tanto, normalmente se concentran en un solo lugar una gran cantidad de transmisores de radio de sistemas de radio para diversos fines. Para que no interfieran entre sí, en la salida del transmisor se deben instalar distintos dispositivos de desacoplamiento, como filtros, circuladores y combinadores. Cada uno de ellos debilita el poder de la señal de radio. Además, la señal puede atenuarse mediante el trayecto de alimentación de la antena. El valor total de atenuación de la señal puede alcanzar los 12 dB. Esto lleva al hecho de que incluso si la potencia en la salida del transmisor es de 100 W, a la antena solo llegarán 6 W:

, (11)

A modo de ilustración, conviertamos este valor a vatios:

, (12)

conclusiones

• Para operar en el rango VHF, teniendo en cuenta la influencia de la curvatura de la superficie terrestre y los obstáculos, se requiere una potencia de transmisión de al menos 2 W.
• Para estaciones de radio estacionarias, la potencia requerida aumenta a 50 ... 100 W debido a pérdidas en alimentadores y combinadores.

Literatura:

Otros parámetros de los dispositivos de transmisión de radio:

Una característica muy importante de un dispositivo de transmisión de radio es el rango de frecuencias emitidas. Para organizar las comunicaciones por radio móviles en la gama VHF...
http://sitio/UGFSvSPS/DiapPrdFr/

Al formar una señal de radio, es muy importante que todo el espectro de la señal emitida se concentre dentro de la banda de frecuencia asignada para un canal de radio determinado...
http://sitio/UGFSvSPS/maska/

BREVE DESCRIPCIÓN

Serie de medidores de potencia Anritsu ML2490A Son digitalizadores y procesadores de señales de alta velocidad procedentes de sensores de potencia conectados a ellos. El modelo Anritsu ML2495A es de un solo canal y admite la conexión de un sensor, y el modelo Anritsu ML2496A puede funcionar simultáneamente con dos sensores diferentes. Dependiendo de los tipos de sensores conectados, el rango de frecuencia puede oscilar entre 100 kHz y 65 GHz.

Gracias a la altísima velocidad de digitalización (la resolución temporal alcanza 1 ns), los medidores de la serie Anritsu ML2490A se pueden utilizar para el desarrollo y configuración de radares, y el ancho de banda de estos dispositivos, igual a 65 MHz, permite su uso en todas las etapas. de construcción y operación de sistemas de comunicaciones inalámbricas 3G, 4G y 5G, incluidos sistemas de próxima generación basados ​​en tecnologías de modulación complejas como OFDM.

Además de los sensores de pulso y potencia máxima, la serie Anritsu ML2490A puede conectar una variedad de sensores para medir señales de radio estacionarias (CW), lo que los hace versátiles en su aplicación. Puede descargar una descripción completa de todas las características de la serie Anritsu ML2490A a continuación en esta página en la sección.

Características principales:
Número de canales: 1 (modelo ML2495A) o 2 (modelo ML2496A).
Frecuencia: 100 kHz – 65 GHz (dependiendo del sensor).
Ancho de banda (banda de vídeo): 65 MHz.
Tiempo de subida típico: 8 ns (con codificador de impulsos MA2411B).
Resolución de tiempo: 1 ns. Calibrador de potencia incorporado (50 MHz y 1 GHz).
Ideal para aplicaciones de radar y Conexiones inalámbricas(4G y 5G).
Medidas de potencia: Media, Mín, Máx, Pico, Cresta, PAE (Eficiencia de Energía Añadida).
Pantalla de 8,9 cm (resolución 320 x 240). Interfaces: Ethernet, IEEE-488 (GPIB), RS-232.
Peso: 3 kg. Dimensiones: 213 x 88 x 390 mm. Temperatura de funcionamiento: de 0°C a +50°C.
Mide con precisión la potencia de cualquier señal de radio.

DESCRIPCIÓN DETALLADA

La serie Anritsu ML2490A de medidores de potencia RF ofrece un rendimiento superior en comparación con las otras series de dos medidores de Anritsu (ML2480B y ML2430A). La serie ML2490A incluye dos modelos: el ML2495A de un solo canal y el ML2496A de doble canal. Ambos modelos funcionan en conjunto con sensores externos (sensores). Los medidores de potencia Anritsu ML2490A son compatibles con seis series de sensores que cubren una amplia gama de aplicaciones en el rango de frecuencia de 10 MHz a 50 GHz y en el rango de potencia de -70 dBm a +20 dBm.

Dependiendo del tipo de sensor conectado, los medidores Anritsu ML2490A pueden medir los siguientes parámetros de intensidad de señal: Average (valor promedio), Min (valor mínimo), Max (valor máximo), Peak (valor pico), Crest (factor de cresta), Rise - tiempo (tiempo de subida), PAE (Power Added Efficiency), etc. Para calibrar los sensores, los dispositivos Anritsu ML2490A contienen un calibrador de potencia incorporado para dos frecuencias como característica estándar: 50 MHz y 1 GHz.

Esta foto muestra el medidor de potencia RF de un solo canal Anritsu ML2495A y el medidor de potencia RF de doble canal Anritsu ML2496A junto con dos de los mejores sensores: el sensor de pulso Anritsu MA2411 (hasta 40 GHz) y el sensor ancho Anritsu MA2491A (hasta 18 GHz).

Medidor de un solo canal Anritsu ML2495A (arriba) y medidor de doble canal Anritsu ML2496A (abajo) junto con el sensor de potencia de pulso MA2411 y el sensor de potencia de banda ancha MA2491A.

Sensor de potencia de pulso Anritsu MA2411B

Los medidores de potencia Anritsu ML2495A y ML2496A, junto con el sensor Anritsu MA2411B, son ideales para medir señales de radio pulsadas en el rango de frecuencia de 300 MHz a 40 GHz. Con un tiempo de subida típico de 8 ns y una resolución de 1 ns, son posibles mediciones directas de las características de los pulsos de radar, así como una amplia variedad de otros tipos de señales con estructura de pulso o ráfaga.

Esta foto muestra una captura de pantalla del medidor de potencia Anritsu ML2496A con los resultados de medir los parámetros del borde de un pulso de RF. Las mediciones se llevaron a cabo utilizando un sensor de potencia pulsada Anritsu MA2411B. La escala en el eje horizontal es de 20 ns por división y en el eje vertical de 3 dB por división. La señal procedente del sensor se digitalizó a una velocidad de 62,5 MSa/s.

Esta foto muestra una captura de pantalla del medidor de potencia Anritsu ML2496A que muestra los resultados de la medición de cuatro pulsos de RF consecutivos. La escala en el eje horizontal es de 2 µs por división y en el eje vertical de 5 dB por división. Para cada pulso, puede medir: tiempo de subida, tiempo de caída, duración y otros parámetros, incluido el intervalo de repetición del pulso PRI (Intervalo de repetición del pulso). También se muestran en pantalla los resultados de un grupo de pulsos: valores de potencia mínima, máxima y media.

Medición de parámetros de cuatro pulsos de radiofrecuencia sucesivos.

Al medir señales de radio de alta potencia, a menudo se utilizan atenuadores o acopladores. Los medidores de potencia de la serie Anritsu ML2490A tienen la capacidad de tener en cuenta automáticamente el valor de un atenuador o acoplador externo para que los resultados de la medición en pantalla correspondan a la potencia real.

Antes de utilizar el sensor Anritsu MA2411B con el medidor de potencia de la serie ML2490A, se deben calibrar juntos. Para ello, en el panel frontal del medidor de potencia se encuentra una salida de señal de referencia (Calibrador) con una frecuencia de 1 GHz y una amplitud de 0 dBm (1 mW). Al conectar el sensor a esta salida y hacer clic en el elemento del menú correspondiente, calibrará el sensor y pondrá a cero los errores de la ruta de medición, lo que preparará el dispositivo para mediciones precisas.

El sensor Anritsu MA2411B está optimizado para medir señales pulsadas y moduladas de banda ancha, pero se puede utilizar para medir con precisión las características de señales de radio estacionarias (CW) y de variación lenta. La captura de pantalla correspondiente se muestra en esta foto.

Sensores de potencia de banda ancha Anritsu MA2490A y MA2491A

Dos sensores de banda ancha están diseñados para medir los parámetros de las señales de telecomunicaciones, así como algunos tipos de señales de pulso: Anritsu MA2490A (de 50 MHz a 8 GHz) y Anritsu MA2491A (de 50 MHz a 18 GHz). Ambos sensores proporcionan un ancho de banda de 20 MHz (también llamado ancho de banda de vídeo o tasa de respuesta), que es suficiente para medir con precisión señales que cambian rápidamente, como 3G/4G, WLAN, WiMAX y pulsos de la mayoría de los tipos de sistemas de radar. El tiempo de subida de estos sensores en modo de medición pulsada es de 18 ns.

Las características de impulso de los sensores MA2490A y MA2491A son ligeramente peores que las del MA2411B discutidas anteriormente, pero la potencia mínima medida es -60 dBm, en lugar de -20 dBm para el MA2411B. Se logra una expansión significativa del umbral de potencia inferior debido a la presencia de una ruta de medición adicional dentro de los sensores, que se enciende automáticamente a valores de potencia bajos.

Esta foto muestra una captura de pantalla del medidor de potencia Anritsu ML2496A con los resultados de medir los parámetros de la señal GSM. Las mediciones se llevaron a cabo utilizando un sensor de potencia de banda ancha Anritsu MA2491A. La escala en el eje horizontal es de 48 µs por división y en el eje vertical de 5 dB por división. La potencia máxima de los fragmentos de señal individuales alcanza los 12 dBm.

Medición de parámetros de señal GSM utilizando el sensor de banda ancha Anritsu MA2491A.

Sensores de potencia de diodos (sensores) de alta precisión de la serie Anritsu MA2440D

Esta serie de sensores de alta precisión está diseñada para señales de radio con una baja tasa de cambio o modulación (como TDMA), así como señales estacionarias (CW - Onda Continua). La velocidad de respuesta (ancho de banda de vídeo) de estos sensores es de 100 kHz y el tiempo de subida es de 4 µs. Todos los sensores de la serie MA2440D tienen un atenuador incorporado de 3 dB, que mejora significativamente la adaptación (SWR) del conector de entrada RF del sensor. Un amplio rango dinámico de 87 dB y una linealidad superior al 1,8% (hasta 18 GHz) y al 2,5% (hasta 40 GHz) hacen que estos sensores sean ideales para una amplia gama de aplicaciones, incluidas mediciones de atenuación y ganancia de radio.

La serie de sensores Anritsu MA2440D consta de tres modelos, que se diferencian por el rango de frecuencia superior y el tipo de conector de entrada: modelo MA2442D (de 10 MHz a 18GHz, conector N(m)), modelo MA2444D (10 MHz a 40GHz, conector K(m)) y modelo MA2445D (10 MHz a 50GHz, conector V(m)). Como ejemplo, esta foto muestra un sensor Anritsu MA2444D con un conector K(m).

Sensores de potencia de alta precisión basados ​​en el efecto térmico de la serie Anritsu MA24000A

Esta serie de sensores de alta precisión está diseñada para señales de radio estacionarias (CW - onda continua) y que cambian lentamente. El tiempo de subida de estos sensores es de 15 ms. El principio de funcionamiento de los sensores de esta serie se basa en el efecto termoeléctrico, que permite medir con precisión la potencia media de cualquier señal de radio, independientemente de su estructura o tipo de modulación. El rango dinámico de estos sensores es de 50 dB y la linealidad es mejor que el 1,8% (hasta 18 GHz) y el 2,5% (hasta 50 GHz).

La serie de sensores Anritsu MA24000A consta de tres modelos, que se diferencian por el rango de frecuencia superior y el tipo de conector de entrada: modelo MA24002A (de 10 MHz a 18GHz, conector N(m)), modelo MA24004A (10 MHz a 40GHz, conector K(m)) y modelo MA24005A (10 MHz a 50GHz, conector V(m)). En esta foto se muestran los tres sensores de la serie Anritsu MA24000A.

Principio de funcionamiento y estructura interna de los medidores de potencia de la serie Anritsu ML2490A

Los sensores de potencia conectados a los medidores de la serie Anritsu ML2490A realizan la función de convertir la señal de alta frecuencia, cuya potencia se debe medir, en una señal de baja frecuencia. Esta señal de baja frecuencia llega desde el sensor a la entrada del medidor de la serie ML2490A, se digitaliza mediante el ADC incorporado, se procesa mediante un procesador de señal digital y se muestra en la pantalla del dispositivo.

Esta figura muestra el diagrama de bloques del ML2495A de un solo canal. En este diagrama de bloques, dos ADC (convertidores analógico-digital) están resaltados en verde, con la ayuda de los cuales se digitaliza la señal de baja frecuencia proveniente de un sensor de potencia conectado al medidor. Si se conecta un sensor de diodo de la serie Anritsu MA2440D o un sensor termoeléctrico de la serie Anritsu MA24000A, la digitalización se realiza mediante un ADC de 16 bits. Y si se conecta un sensor de pulso Anritsu MA2411B o sensores de banda ancha Anritsu MA2490A o MA2491A, la digitalización se realiza utilizando un ADC de 14 bits de alta velocidad.

Diagrama de bloques de un medidor de potencia monocanal Anritsu ML2495A.

Y esto es lo que parece organización interna Medidor de potencia serie Anritsu ML2490A. En el centro hay una pequeña placa rectangular con un calibrador incorporado para 50 MHz y 1 GHz, cuyo cable de alta frecuencia está conectado al conector N en el panel frontal. Debajo del tablero del calibrador hay un tablero de medición grande que contiene la parte analógica, un ADC y una serie de matrices lógicas programables. Inmediatamente debajo del tablero de medición hay un segundo tablero grande de control y procesamiento digital que contiene un DSP (procesador de señal digital), un microcontrolador y unidades de control y visualización digitales.

Todos los medidores de potencia de la serie Anritsu ML2490A vienen completos con un programa informático control remoto Anritsu PowerMax. Este programa se ejecuta en Windows compatible computadora personal y le permite controlar de forma remota el funcionamiento de un dispositivo Anritsu ML2495A de un solo canal o Anritsu ML2496A de doble canal. Tomar medidas con el software PowerMax lo hace fácil configuración inicial dispositivo, acelera el procesamiento de mediciones y permite una cómoda documentación y almacenamiento de los resultados.

En esta captura de pantalla se muestra un ejemplo de la ventana principal de Anritsu PowerMax. En este caso, se controla un modelo Anritsu ML2496A de dos canales, el primer canal del cual está conectado a un sensor de potencia de pulso Anritsu MA2411B, y el sensor de potencia de banda ancha Anritsu MA2491A está conectado al segundo canal. Para ampliar la imagen, haga clic en la foto.

Los medidores de potencia de la serie Anritsu ML2490A vienen con el software Anritsu PowerMax.
Haga clic en la foto para ampliar la imagen.

Especificaciones de medidores y sensores de potencia Anritsu ML2490A

A continuación se muestra una lista de las principales características técnicas de los medidores de potencia de la serie Anritsu ML2490A. Para conocer las características técnicas detalladas de los medidores, consulte la sección más abajo en esta página.

Principales características técnicas de los medidores de potencia de la serie Anritsu ML2490A.

A continuación se muestra una lista de las principales características técnicas de los sensores de potencia (power sensors) varios tipos, que son compatibles con los medidores de la serie Anritsu ML2490A. Para conocer las características técnicas detalladas de los sensores, consulte la sección siguiente en esta página.

Principales características de los sensores de potencia compatibles con la serie Anritsu ML2490A.

Contenido del paquete de medidores de potencia de la serie Anritsu ML2490A

Nombre	Breve descripción
Anritsu ML2495A	Medidor de potencia monocanal para señales de radio pulsadas, moduladas y estacionarias
o
Anritsu ML2496A	Medidor de potencia de dos canales para señales de radio pulsadas, moduladas y estacionarias
más:
2000-1537-R	Cable de 1,5 metros para conectar el sensor (1 pieza para cada canal)
-	Cable de energía
-	Disco óptico con documentación y software PowerMax.
-	Certificado de calibración
-	1 año de garantía (ampliable a 3 y 5 años)

Opciones y accesorios para medidores de potencia de la serie Anritsu ML2490A

Opciones principales:
- opción 760-209 (maletín de transporte rígido para transportar el dispositivo y los accesorios).
- opción D41310(bolsa blanda para transportar el dispositivo con correa para el hombro).
- opción 2400-82 (kit de montaje en rack para un metro).
- opción 2400-83 (kit de montaje en rack para dos metros).
- opción 2000-1535 (cubierta protectora para el panel frontal).
- opción 2000-1536-R(cable de 0,3 metros para conectar el sensor de medición).
- opción 2000-1537-R(cable de 1,5 metros para conectar el sensor de medición).
- opción 2000-1544 (Cable RS-232 para flashear el dispositivo).

Sensores de potencia compatibles:
- sensor Anritsu MA2411B(sensor de pulso de 300 MHz a 40 GHz, de -20 dBm a +20 dBm).
- sensor Anritsu MA2490A(sensor de banda ancha de 50 MHz a 8 GHz, de -60 dBm a +20 dBm).
- sensor Anritsu MA2491A(sensor de banda ancha de 50 MHz a 18 GHz, de -60 dBm a +20 dBm).
- sensor Anritsu MA2472D(sensor de diodo estándar de 10 MHz a 18 GHz, de -70 dBm a +20 dBm).
- sensor Anritsu MA2473D(sensor de diodo estándar de 10 MHz a 32 GHz, de -70 dBm a +20 dBm).
- sensor Anritsu MA2474D(sensor de diodo estándar de 10 MHz a 40 GHz, de -70 dBm a +20 dBm).
- sensor Anritsu MA2475D(sensor de diodo estándar de 10 MHz a 50 GHz, de -70 dBm a +20 dBm).
- sensor Anritsu MA2442D(sensor de diodos de alta precisión de 10 MHz a 18 GHz, de -67 dBm a +20 dBm).
- sensor Anritsu MA2444D(sensor de diodos de alta precisión de 10 MHz a 40 GHz, de -67 dBm a +20 dBm).
- sensor Anritsu MA2445D(sensor de diodos de alta precisión de 10 MHz a 50 GHz, de -67 dBm a +20 dBm).
- sensor Anritsu MA2481D(sensor universal de 10 MHz a 6 GHz, de -60 dBm a +20 dBm).
- sensor Anritsu MA2482D(sensor universal de 10 MHz a 18 GHz, de -60 dBm a +20 dBm).
- sensor Anritsu MA24002A(sensor termoeléctrico de 10 MHz a 18 GHz, de -30 dBm a +20 dBm).
- sensor Anritsu MA24004A(sensor termoeléctrico de 10 MHz a 40 GHz, de -30 dBm a +20 dBm).
- sensor Anritsu MA24005A(sensor termoeléctrico de 10 MHz a 50 GHz, de -30 dBm a +20 dBm).

Documentación

Esta documentación está en formato PDF contiene la mayor parte Descripción completa Capacidades de los medidores de potencia de la serie Anritsu ML2490A, sus características técnicas y modos de funcionamiento:

Descripción de los medidores de potencia Anritsu ML2490A y sus sensores (en inglés) (12 páginas; 7 MB)

Características técnicas de los medidores Anritsu ML2490A y sensores para ellos (en inglés) (12 páginas; 1 MB)

Manual del usuario de los medidores de potencia Anritsu ML2490A (inglés) (224 páginas; 3 MB)

Guía de programación del medidor Anritsu ML2490A (inglés) (278 páginas; 3 MB)

Breve información sobre dispositivos para medir la potencia de señales de radio (en inglés) (4 páginas; 2 MB)

Y aquí podrás encontrar nuestros consejos y otros información útil sobre este tema:

Breve descripción general de todas las series de instrumentos de prueba de RF de Anritsu

Breve descripción general de todas las series de analizadores de RF portátiles de Anritsu

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Ejercicio. 3

Parte teórica. 4

Disposiciones básicas. 4

Unidades para medir niveles de señal de radio. 5

Modelo Okamura-Hata. 7

Modelo COST231-Hata. 8

Modelo COST 231-Walfisch-Ikegami. 8

Resultados de la investigacion. once

Ejercicio

1. Realizar estudios comparativos de los modelos empíricos de atenuación de ondas de radio Okamura-Hata, COST 231-Hata y COST 231 Walfish-Ikegami con las características dadas del canal de comunicación para la opción 4 de las directrices;

3. Elaborar un informe de trabajo con las siguientes secciones: 1) trabajo, 2) parte teórica (texto adjunto) y 3) resultados de la investigación - dos figuras con tres gráficos cada una.

Nota: el cálculo del modelo COST231Walfisch-Ikegami se realiza únicamente para el caso de línea de visión.

parte teorica

Disposiciones básicas

La investigación sobre la propagación de ondas de radio en entornos urbanos es de gran importancia en la teoría y tecnología de las comunicaciones. De hecho, el mayor número de residentes (suscriptores potenciales) vive en ciudades y las condiciones para la propagación de ondas de radio difieren significativamente de la propagación en el espacio libre y semilibre. En este último caso, se entiende por propagación sobre una superficie terrestre regular cuando el patrón de radiación no intersecta con la superficie terrestre. En este caso, con antenas direccionales, la atenuación de las ondas de radio está determinada por la fórmula:

l = 32,45 + 20(lgd km + lgfMHz) – 10lgG por – 10lgG por, dB =

= L 0 - 10lgG por – 10lgG por, dB. (1)

Dónde L 0 – atenuación básica del espacio libre, dB;

kilómetros– distancia entre transmisor y receptor, km;

fMHz– frecuencia de funcionamiento, MHz;

carril g Y G pr son las ganancias de las antenas transmisora ​​y receptora, respectivamente, dBi.

Gran debilitamiento L 0 se determina con antenas isotrópicas, que irradian uniformemente en todas direcciones y también reciben. Por lo tanto, la atenuación se produce debido a la disipación de energía en el espacio y un pequeño suministro a antena receptora. Cuando se utilizan antenas direccionales con sus haces principales orientados entre sí, la atenuación disminuye de acuerdo con la ecuación (1).

El objetivo del estudio es determinar el canal de radio que transmite el mensaje (señal de radio), que proporciona la calidad y confiabilidad de comunicación requerida. El canal de comunicación en condiciones urbanas no es una cantidad determinista. Además del canal directo entre el transmisor y el receptor, existen interferencias provocadas por numerosas reflexiones del suelo, paredes y tejados de los edificios, así como por el paso de una señal de radio a través de los edificios. Dependiendo de la posición relativa del transmisor y el receptor, puede haber casos en los que no haya un canal directo y la señal de mayor intensidad deba considerarse como la señal recibida en el receptor. En las comunicaciones móviles, cuando la antena del receptor del abonado se encuentra a una altura de 1 a 3 metros del suelo, estos casos son dominantes.

La naturaleza estadística de las señales recibidas requiere suposiciones y limitaciones dentro de las cuales se pueden tomar decisiones. El supuesto principal es la estacionariedad del proceso aleatorio con independencia de los ruidos de interferencia entre sí, es decir, la ausencia de correlación mutua. La implementación de tales requisitos condujo a

división de los canales de radiocomunicación urbana en tres tipos principales: Canales Gaussiano, Riceano y Rayleigh.

El canal gaussiano se caracteriza por la presencia de un haz directo dominante y una baja interferencia. La expectativa matemática de la atenuación de la señal de radio se describe mediante la ley normal. Este canal es inherente a las señales de televisión de una torre de televisión cuando las reciben antenas colectivas en edificios residenciales. El canal de Rice se caracteriza por la presencia de rayos directos, así como rayos reflejados y transmitidos a través de los edificios y la presencia de difracción en los edificios. La expectativa matemática de la atenuación de la señal de radio se describe mediante la distribución de Rice. Este canal es inherente a redes con antena elevada sobre edificios en áreas urbanas.

El canal Rayleigh se caracteriza por la ausencia de rayos directos y la señal de radio llega a la estación móvil debido a los reflejos. La expectativa matemática de la atenuación de la señal de radio se describe mediante la distribución de Rayleigh. Este canal es típico de ciudades con edificios de gran altura.

Los tipos de canales y sus funciones de densidad se tienen en cuenta al desarrollar modelos de propagación de señales en entornos urbanos. Sin embargo, las estadísticas generalizadas no son suficientes para calcular condiciones de propagación específicas, en las que la atenuación de la señal depende de la frecuencia, la altura de la antena y las características del edificio. Por lo tanto, al implementar comunicaciones celulares y la necesidad de planificación por áreas de frecuencias, se comenzaron a realizar estudios experimentales de atenuación en diversas ciudades y condiciones de propagación. Los primeros resultados de una investigación centrada en las comunicaciones celulares móviles aparecieron en 1989 (W.C.Y.Lee). Sin embargo, incluso antes, en 1968 (Y. Okumura) y en 1980 (M. Hata), se publicaron los resultados de los estudios de atenuación de las ondas de radio en la ciudad, centrados en las comunicaciones troncales móviles y la retransmisión televisiva.

Se llevaron a cabo más investigaciones con el apoyo de la Unión Internacional de Telecomunicaciones (UIT) y tuvieron como objetivo aclarar las condiciones de aplicabilidad de los modelos.

A continuación consideramos los modelos que más se han extendido en el diseño de redes de comunicación para entornos urbanos.

Unidades de medida de niveles de señal de radio.

En la práctica, se utilizan dos tipos de unidades de medida para evaluar el nivel de las señales de radio: 1) basadas en unidades de potencia y 2) basadas en unidades de voltaje. Dado que la potencia a la salida de la antena transmisora ​​es muchos órdenes de magnitud mayor que la potencia a la entrada de la antena receptora, se utilizan múltiples unidades de potencia y voltaje.

Los múltiplos de unidades se expresan en decibeles (dB), que son unidades relativas. La potencia suele expresarse en milivatios o vatios:

P dBm = 10 log (P/1 mW),(2)

P dBW = 10 log (P/ 1 W).(3)

Por ejemplo, una potencia igual a 100 W en estas unidades será igual a: 50 dBm o 20 dBW.

Las unidades de voltaje se basan en 1 µV (microvoltio):

U dBµV = 20 log (U/ 1 µV). (4)

Por ejemplo, un voltaje de 10 mV es igual a 80 dBμV en unidades relativas dadas.

Generalmente se utilizan unidades de potencia relativa para expresar el nivel de la señal de radio del transmisor, y unidades de voltaje relativo para expresar el nivel de la señal del receptor. La relación entre los tamaños de unidades relativas se puede obtener basándose en la ecuación. P=U2/R o U2 = PR, Dónde R es la impedancia de entrada de la antena, combinada con la línea que conduce a la antena. Tomando el logaritmo de las ecuaciones anteriores y teniendo en cuenta las ecuaciones (2) y (4), obtenemos:

1 dBm = 1 dBμV – 107 dB en R= 50 ohmios; (5a)

1 dBm = 1 dBμV – 108,7 dB en R= 75 ohmios. (5 B)

Para expresar la potencia del transmisor, a menudo se usa la característica: potencia radiada efectiva - ERP. Esta es la potencia del transmisor teniendo en cuenta la ganancia (KU = GRAMO) antenas:

PRE (dBW) = P (dBW) + G (dBi). (6)

Por ejemplo, un transmisor de 100 W controla una antena con una ganancia de 12 dBi. Entonces EIM = 32 dBW, o 1,3 kW.

Al calcular las áreas de cobertura de la estación base celular o del transmisor televisión terrestre Se debe tener en cuenta la ganancia de la antena, es decir, se debe utilizar la potencia radiada efectiva del transmisor.

La ganancia de antena tiene dos unidades de medida: dBi (dBi)– ganancia relativa a una antena isotrópica y dBd– ganancia relativa al dipolo. Están relacionados entre sí por la relación:

G (dBi) = G (dBd) + 2,15 dB. (7)

Hay que tener en cuenta que normalmente se supone que la ganancia de la antena de la estación de abonado es cero.

Modelo Okamura-Hata

La versión principal del modelo de Okamura y sus coautores está diseñada para las siguientes condiciones de aplicación: rango de frecuencia (150 - 1500) MHz, distancia entre las estaciones móviles y base - de 1 a 100 km, altura de la antena de la estación base - de 30 a 1000m.

El modelo se basa en comparar la atenuación en la ciudad con la atenuación en el espacio libre, teniendo en cuenta componentes de corrección en función de la frecuencia, altura de las antenas de las estaciones base y móviles. Los componentes se presentan en forma de gráficos. Las largas distancias y alturas de las estaciones base son más adecuadas para la transmisión de televisión que para las comunicaciones celulares. Además, la resolución de los gráficos es baja y menos conveniente que la descripción analítica.

Hata aproximó los gráficos de Okamura con relaciones analíticas, redujo el rango de frecuencia a 1500 MHz (el de Okamura estaba sobreestimado y no cumplió con la confiabilidad requerida de la evaluación de atenuación), redujo el rango de distancias de uno a veinte kilómetros y también redujo la altura del antena de la estación base a 200 metros e hizo aclaraciones sobre algunos componentes del modelo de Okamura. Como resultado de la modernización de Hata, el modelo recibió el nombre de Okamura-Hata y es popular para evaluar la atenuación de señales de televisión y comunicaciones celulares en el rango de hasta 1000 MHz.

Para la ciudad, el debilitamiento del poder l en decibelios (dB) se describe mediante la fórmula empírica:

L,dB=69,55 + 26,16 lgf - 13,83 lg +(44.9-6,55 lg d– a( ), (8)

Dónde F– frecuencia en MHz,

d- distancia entre las estaciones base y de abonado (móviles) en km,

La altura de las antenas en las estaciones base y de abonado.

En la fórmula (8) el componente a() determina la influencia de la altura de la antena de la estación de abonado sobre la atenuación de la potencia de la señal.

Para una ciudad promedio y una altura promedio de edificio, este componente está determinado por la fórmula:

a( ) = (1,1 lgf – 0,7)– 0,8 dB. (9)

Para una ciudad con edificios altos a() está determinada por la fórmula:

a( ) = 8,3 (registro 1,54) 2 – 1,1 para F< 400 МГц; (10)

a( ) = 3,2 (LG 11.75) 2 – 5 para F> 400 MHz. (once)

En áreas suburbanas, las pérdidas por propagación de la señal dependen más de la frecuencia que de la altura de la antena de la estación del abonado y, por lo tanto, el componente Δ se suma a la ecuación (8) teniendo en cuenta la ecuación (9) L,dB, definido por la ecuación:

Δ L,dB = - 5,4 – (lg (0,036 f)) 2. (12)

En áreas abiertas Δ L,dB para antenas isotrópicas se describe mediante la ecuación:

Δ L,dB = - 41 – 4,8 (LGF) 2 + 18,33LGF. (13)

La desventaja del modelo Okamura-Hata es que el rango de frecuencia está limitado a 1500 MHz y no se puede utilizar para distancias inferiores a un kilómetro.

Como parte del proyecto COST 231 (Cooperación para la investigación científica y técnica) de la Unión Europea, se desarrollaron dos modelos que abordaron las deficiencias observadas del modelo Okamura-Hata. Estos modelos se analizan a continuación.

Modelo COST231-Hata

1 , < 200metro, 1 < < 10metro.

El modelo le permite estimar la atenuación mediante la fórmula:

l= 46,3 + 33,9 iniciar sesión f – 13,8 lgh b – a(h a) + (44,9 – 6,55lghb) lg d + C, dB, (14)

Dónde CON= 0 para ciudades medianas y áreas suburbanas y CON= 3 para centros de grandes ciudades.

Este modelo no es adecuado para evaluar la atenuación de la señal a distancias entre el abonado y las estaciones base inferiores a 1 km. En distancias cortas, el carácter del desarrollo es más pronunciado. Para estos casos se ha desarrollado el modelo COST231-Walfisch-Ikegami.