Détermination de la puissance du signal à l'entrée du récepteur du laboratoire du département. Unités de mesure des niveaux de signal radio Comment mesurer la puissance d'un signal radio d'une fréquence spécifique

7.9 Mesure de paramètres dans les systèmes radiofréquences Mesure de la fonction BER (C/N)

Les techniques modernes de mesure du BER utilisent divers schémas, dont deux principales peuvent être distinguées.

Riz. 7.16. Schéma de la méthode de l'atténuateur accordable.

Dans cette méthode, un atténuateur accordable est inclus dans le trajet radiofréquence du récepteur, à l'aide duquel une atténuation supplémentaire est introduite, et la stabilité du signal de réception est supposée constante pendant toute la durée de mesure. Les niveaux de signal et de bruit sont mesurés à l'aide d'un wattmètre, tandis que la mesure du bruit dans le trajet en fréquence intermédiaire du récepteur sans filtrage donne une valeur supérieure à la puissance de bruit réelle dans la bande de fonctionnement du trajet. Par conséquent, lors de la mesure de la puissance, des filtres supplémentaires adaptés à la bande de fréquence de fonctionnement sont utilisés.

Le paramètre d'erreur BER est mesuré par un analyseur de canal numérique.

Le principal inconvénient de la méthode est l’hypothèse d’une puissance constante du signal utile pendant toute la période de mesure. En conditions réelles, le niveau du signal utile subit des fluctuations importantes dues à la propagation par trajets multiples des ondes radio et aux changements des conditions de propagation. Pour cette raison, le rapport C/N peut également changer, et même une modification de 1 dB du C/N peut entraîner une modification du BER d'un ordre de grandeur. Ainsi, cette méthode ne fournit pas la précision de mesure requise, notamment pour les faibles valeurs de BER.

2. Méthode d'interférence pour mesurer le BER(C/AT), dont le diagramme est illustré à la Fig. 7.17, utilise un dispositif spécial - un analyseur/simulateur du paramètre C/N, qui mesure le niveau de puissance du signal utile C lors de l'introduction d'un niveau de bruit donné N, ce qui garantit une grande précision dans la détermination du paramètre C/N. Dans cette méthode, l'analyseur/simulateur ajuste automatiquement le niveau de bruit introduit et la précision de mesure de la caractéristique BER(C/AT) peut atteindre des valeurs de ~1СГ12. En conclusion de cette considération de la fonction BER (CIN), nous notons ce qui suit.

1. Comparaison des dépendances théoriques et pratiques (VESHCHS/N) montre que les dépendances pratiques diffèrent des dépendances théoriques en ce sens que pour les valeurs BER pratiques, un rapport C/N plus élevé est requis. Cela est dû à diverses raisons de dégradation des paramètres dans les trajets intermédiaire et radiofréquence.

2. En pratique, les contributions des voies radio et fréquences intermédiaires sont comparables entre elles, tandis que pour les systèmes de transmission d'informations numériques avec des vitesses allant jusqu'à 90 Mbit/s, les valeurs suivantes des niveaux de dégradation du paramètre BER sont observé.

Riz. 7.17. Schéma de la méthode d'interférence pour mesurer le BER(C/N)

Détérioration du trajet des fréquences intermédiaires IF :

Erreurs de phase et d'amplitude du modulateur - OD dB ;

Interférence entre symboles due au fonctionnement du filtre - 1,0 dB ;

Présence de bruit de phase - 0,1 dB ;

Procédures de codage/décodage différentiel - 0,3 dB ;

Gigue (gigue de phase) - 0,1 dB ;

Bande passante de bruit excédentaire du démodulateur - 0,5 dB ;

Autres raisons (effet de vieillissement, instabilité de la température) - 0,4 dB.

Ainsi, au total, la détérioration du BER dans le trajet IF peut atteindre 2,5 dB. Dégradation du BER dans le trajet radiofréquence :

Effets de non-linéarité - 1,5 dB ;

Dégradations dues à la limitation de la bande passante du canal et au temps de retard de groupe - 0,3 dB ;

Interférence dans les canaux adjacents - 1,0 dB ;

Dégradation due aux effets d'atténuation et d'écho - 0,2 dB. Au total, sur le trajet radiofréquence RF, la dégradation du BER sera de 3 dB, c'est-à-dire le total dans le système

La dégradation du BER en transmission peut atteindre -5,5 dB.

Il convient de noter que sur les schémas de la Fig. 7.16, 7.17, l'objectif des égaliseurs dans les trajets radio numériques n'a pas été pris en compte.

Mesures de fréquence et de puissance dans les trajets radiofréquences.

Les mesures de la fréquence et de la puissance d'un signal radio utile sont mises en œuvre en pratique selon les méthodes suivantes :

1) des fréquencemètres et des wattmètres sont utilisés,

2) des analyseurs de spectre dotés de fonctions de mesure de marqueurs sont utilisés.

Dans la deuxième méthode, le marqueur permet un mouvement le long de la caractéristique spectrale tout en affichant simultanément les valeurs des paramètres de fréquence et de puissance du signal radio utile.

Pour étendre les capacités de mesure des paramètres de puissance, les analyseurs de spectre modernes assurent un lissage spectral, un filtrage du bruit, etc.

Analyse du fonctionnement des égaliseurs.

Comparé à systèmes de câbles L'air radio, en tant que support de transmission de signaux radio, présente des caractéristiques qui changent de manière aléatoire au fil du temps. En raison de l'utilisation généralisée des systèmes de communication radio numériques et des exigences accrues en matière de précision de leur transmission, des égaliseurs sont inclus dans les appareils de réception pour réduire considérablement l'influence de la propagation par trajets multiples (alignement du signal) et du temps de retard de groupe (réglage automatique du signal). Lors de l'utilisation de méthodes numériques pour moduler les signaux haute fréquence, les développeurs ont rencontré des difficultés pour régler avec précision les modems et autres dispositifs de formation de canaux dans le cadre du trajet radiofréquence. Dans ce cas, les égaliseurs agissent également comme éléments de compensation d'éventuelles non-linéarités dans les dispositifs du trajet de transmission radiofréquence. Dans les systèmes modernes de transmission d'informations par radiofréquence, il existe deux principaux types d'atténuation associés aux facteurs de propagation du signal radio le long du trajet radiofréquence.

1) Atténuation linéaire, qui est une diminution uniforme, indépendante de la fréquence, de l'amplitude du signal à partir des facteurs de distribution du signal. L'atténuation linéaire est généralement causée par des facteurs naturels dans la propagation des ondes électromagnétiques :

Avec distribution directe dans les zones forestières ;

Lorsqu'il est distribué dans l'atmosphère en présence d'hydrométéores (pluie, neige).

2) Atténuation due à la propagation par trajets multiples des signaux radio.

Ces deux facteurs modifient l'amplitude du signal souhaité, entraînant une modification du rapport C/N, qui affecte finalement le paramètre d'erreur BER. Les modifications de la structure du signal utile associées à ces deux atténuations sont compensées par des égaliseurs. Comme vous le savez, la base du fonctionnement de tout égaliseur est l'utilisation d'un filtre coupe-bande à bande étroite pour éliminer la non-linéarité du signal utile. Le principal paramètre de mesure est la dépendance de la profondeur de filtrage sur la fréquence pour un paramètre BER donné, qui dans diverses revues est appelée courbe M ou courbe W (Fig. 7.18).

Riz. 7.18. Courbes M pour les cas d'absence et de présence d'un égaliseur.

Pour obtenir la courbe M, diverses conditions de transmission du signal sont généralement simulées, qui sont compensées par un égaliseur et, au cours du processus de compensation, la courbe M est construite. Le schéma de mesure est illustré à la Fig. 7.19.

A la suite des mesures, des diagrammes sont obtenus sous forme de courbes M bilatérales, dont une sans hystérésis (montrant la capacité du filtre égaliseur à fournir une profondeur de filtrage à une fréquence donnée suffisante pour niveler la structure de le signal utile) et l'autre est l'hystérésis (montrant les performances du filtre lorsqu'il est vrai travail si nécessaire, augmenter puis diminuer le paramètre de profondeur de filtration). En pratique, les deux types de courbes sont essentiels pour analyser les performances de l’égaliseur.

Riz. 7.19. Schéma de mesure des courbes M

Mesures des paramètres d'irrégularité des caractéristiques phase-fréquence et du temps de retard de groupe.

L'irrégularité de la réponse phase-fréquence (PFC) du trajet radiofréquence est déterminée par le temps de retard de groupe (GDT) à partir de la formule :

La mesure directe de la dépendance du déphasage par rapport à la fréquence f(n) et la différenciation ultérieure de la dépendance résultante sont mises en œuvre, en règle générale, pour les systèmes à faible niveau de bruit de phase, mais pour les systèmes de radiocommunication, le bruit de phase est présent ; dans le canal, ce qui entraîne une réponse de phase inégale et une modification du retard de groupe. En règle générale, les mesures de retard de groupe sont effectuées lors des tests de réception des systèmes radio et prennent en compte les écarts possibles dans le fonctionnement de l'émetteur, du récepteur, des dispositifs d'antenne et des conditions de propagation du signal radio. L'article décrit deux méthodes pour mesurer les retards de groupe basées sur l'utilisation de signaux radio composites.

Mesures d'immunité aux évanouissements linéaires et à l'atténuation par trajets multiples des signaux radio

Les paramètres des signaux radio changent en raison de l'atténuation linéaire et de l'atténuation provoquée par la propagation par trajets multiples des signaux radio. Lors des tests en usine, une limite acceptable d'atténuation linéaire est introduite, ne dépassant pas 50 dB pour BER = 10~3. Pour compenser l'atténuation linéaire, des égaliseurs sont utilisés dans le cadre de l'émetteur/récepteur. Les performances d'un égaliseur qui compense l'atténuation linéaire peuvent être mesurées à l'aide d'atténuateurs accordables.

Lors de la mesure de la résistance à l'atténuation associée à la propagation par trajets multiples de signaux radio, il est possible d'utiliser un diagramme d'état et un diagramme de l'œil qui affichent :

Diagramme d'état - la diaphonie entre les signaux I et Q est représentée par des ellipses,

Diagramme des yeux - le phénomène de trajets multiples se traduit par le déplacement des centres des « yeux » du centre vers les bords.

Cependant, ni le diagramme d’état ni le diagramme de l’œil ne fournissent toutes les spécifications de mesure nécessaires. Pour réaliser des mesures pratiques de l'efficacité de la compensation du phénomène de signaux multitrajets, on utilise des méthodes cohérentes avec les méthodes de compensation. Comme il est quasiment impossible de prédire l'apparition du facteur de propagation par trajets multiples, l'impact de ce facteur est pris en compte à l'aide de méthodes de contraintes, c'est-à-dire en simulant le phénomène de propagation du signal par trajets multiples. Comme indiqué dans l'ouvrage, deux modèles de simulation de propagation de signaux à trajets multiples sont utilisés.

1. Modèle à double faisceau. Le principe de modélisation se résume à l'hypothèse théorique selon laquelle l'atténuation est associée à une interférence à deux faisceaux et que le faisceau interférent présente un retard (pour le faisceau réfléchi) dans le temps. Des caractéristiques de l'irrégularité de la réponse en fréquence (caractéristique amplitude-fréquence) et du retard de groupe pour la propagation à deux faisceaux d'un signal radio, il résulte :

Réduire l'amplitude avec un changement de fréquence ;

Modifications du retard de groupe et de la réponse en fréquence dans le cas d'une phase minimale (lorsque le faisceau radio principal a une grande amplitude) ;

Modifications de la réponse en fréquence et du retard de groupe dans le cas d'une phase non minimale (lorsque le faisceau résultant après l'interférence de deux faisceaux dépasse le signal principal en amplitude).

2. Modèle à trois faisceaux. Étant donné que le modèle à deux faisceaux ne décrit pas le phénomène de modulation d'amplitude et l'apparition de modèles de battement faibles dans la plage de fréquences de fonctionnement, ce qui fait que l'amplitude du signal utile dévie dans la plage de fonctionnement même si le nœud de battement est en dehors Dans la plage de fonctionnement, un modèle à trois faisceaux est utilisé pour prendre en compte l'effet de décalage d'amplitude. Généralement, le modèle à deux faisceaux est utilisé pour des mesures de haute qualité et le modèle à trois faisceaux est utilisé pour des mesures précises.

Analyse des interférences d'intermodulation.

Lorsque des signaux radio se propagent sur un chemin, des interactions d'intermodulation des signaux se produisent lors du multiplexage et du démultiplexage, ainsi que sous l'influence des non-linéarités des dispositifs de formation de canaux au sein du chemin. En règle générale, la distorsion d'intermodulation est à un niveau assez faible - moins de 40 dB par rapport au niveau du signal souhaité. Cependant, contrôler la distorsion d'intermodulation et éliminer ses causes permet, dans certains cas, de résoudre le problème des interférences dans les canaux adjacents. Les analyseurs de spectre sont utilisés pour analyser l'intermodulation.

Mesures des caractéristiques des trajets radiofréquences formant des canaux.

Outre les mesures complexes, les mesures des caractéristiques des trajets radiofréquences formant des canaux sont largement utilisées dans la pratique, dont la connaissance est nécessaire lors de la conception et de l'exploitation de systèmes de transmission d'informations d'ingénierie radio. Outre les mesures de fréquence et de puissance dans la zone de service, il est nécessaire de mesurer les systèmes d'antennes, les niveaux de bruit thermique, la stabilité de fréquence des oscillateurs maîtres, la gigue de phase, les paramètres des modems et les chemins d'amplification ainsi que les dispositifs de filtrage.

Mesures du système d'antenne.

Les dispositifs d'alimentation d'antenne faisant partie du trajet radiofréquence jouent un rôle extrêmement important. Les principaux paramètres : puissance de rayonnement, diagramme de rayonnement dans les plans correspondants, gain, impédance, etc., sont généralement calculés et mesurés au stade de la fabrication de l'antenne. Pendant le fonctionnement, des paramètres importants sont

Coefficient d'onde progressive (TWC) : CBW = Umin/Umax, (7,38)

Rapport d'ondes stationnaires (SWR) : SWR = 1/KBW, (7,39)

Niveau de perte de réflexion de l'entrée de l'antenne, où Umin et Umax sont le minimum et tension maximale sur la ligne d'alimentation.

Dans le cas d'une correspondance de trajet idéale : sortie émetteur - départ - entrée antenne, KBV = 1 (puisque toute l'énergie de la sortie émetteur est dirigée vers l'antenne et en même temps £/min = Umax), dans le cas de Umin = 0, VSWR = oo KBV = 0 — un mode d'onde stationnaire se produit dans le chargeur, ce qui est inacceptable.

Dans un cas réel, SWR peut prendre des valeurs de 1,1...2, c'est-à-dire SWR = 0,5...0,9. Dans les trajets radio des systèmes de transmission d'informations numériques avec des types de modulation numériques, un faible niveau de pertes de réflexion est requis, c'est-à-dire une valeur SWR minimale de -1,1, lorsque le mode dans la ligne d'alimentation est proche d'un degré élevé d'adaptation.

Par exemple, pour les liaisons hyperfréquences utilisant la modulation QAM 64, le niveau de suppression de perte de réflexion d'antenne recommandé est de 25 dB ou plus. Pour mesurer les pertes de réflexion, le circuit illustré à la Fig. est généralement utilisé. 7h20.

Un signal est fourni par l'oscillateur hyperfréquence à l'antenne via un coupleur directionnel passif. En présence d'une onde réfléchie par l'entrée, les oscillations électromagnétiques pénètrent dans un analyseur de spectre (ou un récepteur sélectif) via un coupleur directionnel, où le niveau de puissance réfléchie est mesuré. Pour réduire le niveau de puissance réfléchie, le trajet antenne-alimentation est adapté. Lorsqu'il est utilisé dans la pratique à la place d'un analyseur de spectre wattmètre, la précision de la mesure diminue car, avec le signal réfléchi, le wattmètre prend en compte le niveau de bruit associé aux influences externes sur le canal radio dans une plage de fréquences de fonctionnement donnée.

Mesures du niveau de bruit thermique intrinsèque des éléments du trajet radiofréquence.

À mesure que le niveau de bruit augmente, la distorsion intersymbole augmente fortement signaux numériques et la valeur BER augmente. Dans les diagrammes d’état et les diagrammes d’yeux, cela se reflète dans l’augmentation de la taille des points d’affichage d’état et dans l’effet de « fermer les yeux ». Mesure du bruit divers appareils dans le cadre du trajet radiofréquence, elle est réalisée au stade opérationnel pour localiser le point d'augmentation du niveau de bruit. Étant donné que le bruit intrinsèque de divers appareils sur le trajet radiofréquence est faible, des méthodes différentielles sont utilisées pour les mesures. Pour ce faire, un signal interférent à fréquence unique est mélangé au signal de test, puis des mesures de bruit sont effectuées par la différence entre le signal interférent et le bruit. Cette méthode est utilisée pour mesurer le bruit de faible puissance. A titre d'exemple sur la Fig. La figure 7.21 montre les résultats des mesures de bruit dans le contexte d'un signal brouilleur monofréquence pour une modulation QAM 16 à un rapport signal/bruit C/I = 15 dB, tandis que, comme le montre la figure, une augmentation de le niveau de bruit entraîne une augmentation de la taille des points sur le diagramme d'état et l'effet de « fermer l'œil » " sur le diagramme de l'œil.

Riz. 7.21. Exemples de diagramme d'état et de diagramme d'œil lors de la mesure du bruit à C/1 = 15 dB.

Mesures de gigue de phase.

Un paramètre important pour mesurer les systèmes de transmission radiofréquence à modulation numérique est la gigue de phase du signal provenant des oscillateurs maîtres du récepteur/émetteur, appelée gigue. Pour analyser la gigue, un diagramme d'état est effectivement utilisé, puisque le diagramme de l'oeil n'y est pas sensible. Si une gigue de phase du signal se produit sur le trajet, alors, comme suit

Riz. 7.22, il y a une augmentation de la taille des points du diagramme d'état. Pour éliminer les problèmes associés à la présence de gigue lors de la mesure de la gigue, des mesures supplémentaires des paramètres de fonctionnement des oscillateurs maîtres sont généralement effectuées et les défauts sont éliminés.

Mesures des paramètres du modem.

Pour mesurer les paramètres du modem, on utilise généralement des analyseurs qui fournissent des mesures de signaux sous la forme de diagrammes d'état et de diagrammes oculaires, qui fournissent les informations les plus complètes sur la structure et les modifications des paramètres de modulation numérique. En figue. La figure 7.23 montre à titre d'exemple un diagramme d'état et un diagramme d'oeil pour le cas d'une modulation d'amplitude en quadrature à 16 états 16 QAM, d'où il résulte :

Le flou des points du diagramme d'état indique l'influence du bruit ;

La distorsion de la taille de « l'œil » indique d'éventuelles perturbations dans le fonctionnement du canal numérique (par exemple, l'apparition de distorsions intersymboles).

Riz. 7.23. Exemple de diagramme d'état et de diagramme d'oeil pour le cas AM 16 QAM à 16 états

Considérons les types de dysfonctionnements de modem suivants et les schémas correspondants.

1.Perte de synchronisation dans chaîne numérique.

Une défaillance/déconnexion globale du démodulateur ou une défaillance du verrouillage de phase peut entraîner une perte de correspondance entre le modulateur et le démodulateur et une perte de signal dans le système de transmission. Dans ce cas, le diagramme d'état représente une distribution aléatoire de signaux sur les niveaux de modulation correspondants, « l'œil » du diagramme de l'œil est complètement fermé (Fig. 7.24).

Riz. 7.24. Un exemple de perte de synchronisation dans une voie numérique : le diagramme d'état représente une répartition aléatoire des signaux dans les niveaux de modulation correspondants, l'« œil » du diagramme de l'œil est complètement fermé.

2. Violation des réglages des paramètres de niveau de modulation/démodulation.

En figue. La figure 7.25 montre un diagramme d'état d'où il résulte que lorsque les niveaux de modulation/démodulation ont été établis, un déséquilibre dans l'amplitude du signal est apparu. Des changements dans le diagramme d'état peuvent indiquer des non-linéarités dans le modulateur ou un dysfonctionnement du DAC.

Riz. 7.25. Un exemple de violation des paramètres de niveau de modulation/démodulation.

3. Violation de l'orthogonalité des vecteurs I et Q du démodulateur.

L'un des dysfonctionnements courants dans le fonctionnement du modem est un dysfonctionnement du démodulateur, lorsque les vecteurs I et Q des coordonnées polaires du démodulateur ne sont pas strictement orthogonaux. Cela conduit à une divergence entre les états et la grille de coordonnées orthogonales sur le diagramme d'états (Fig. 7.26).

Ce défaut peut être accompagné ou non d'une erreur de synchronisation de phase dans le circuit de récupération de porteuse. En l'absence d'erreur, le résultat de l'impact de ce dysfonctionnement sur le diagramme de l'oeil se réduit à la fermeture de « l'oeil » sur le diagramme sur le signal I et à l'absence de changement sur le diagramme Q s'il y a un. erreur, les « yeux » des deux diagrammes seront fermés. Il est à noter que l'analyse du diagramme de l'oeil à elle seule ne permet pas de déterminer la cause du dysfonctionnement, puisque ce diagramme coïncide totalement avec le diagramme de l'oeil s'il est présent. haut niveau bruit additif dans le canal. Dans ce cas, seul un diagramme d'état peut permettre une détermination fiable de la cause du dysfonctionnement. L'élimination du dysfonctionnement décrit nécessite d'ajuster le démodulateur en termes d'orthogonalité des signaux I et Q. Dans le diagramme d'état de la Fig. 7.27 a noté la présence d'une erreur de synchronisation de phase de 2,3 degrés.

Riz. 7.27. Un exemple d'erreur de synchronisation de phase qui se produit.

Mesures des paramètres de fonctionnement des amplificateurs dans le cadre du trajet radiofréquence.

Les principaux paramètres mesurés du fonctionnement des amplificateurs dans le cadre du trajet radiofréquence sont :

Bruit introduit par les amplificateurs ;

Paramètres de non-linéarité des sections d'amplification.

Une surcharge d'amplitude peut amener l'amplificateur à entrer dans un mode non linéaire et, par conséquent, une forte augmentation de la probabilité d'erreur dans un système de transmission numérique. L'utilisation de diagrammes d'état et de diagrammes d'œil permet d'évaluer les raisons de la diminution des paramètres de qualité de la communication radio (les distorsions non linéaires entraînent un flou des points du diagramme d'état et la fermeture de « l'œil » du diagramme de l'œil).

Paramètres de base du signal radio. Modulation

§ Force du signal

§ Énergie spécifique du signal

§ Durée du signal T détermine l'intervalle de temps pendant lequel le signal existe (autre que zéro) ;

§ La plage dynamique est le rapport entre la puissance instantanée du signal la plus élevée et la plus faible :

§ Largeur du spectre du signal F - bande de fréquences dans laquelle l'énergie principale du signal est concentrée ;

§ La base du signal est le produit de la durée du signal et de la largeur de son spectre. Il est à noter qu'il existe une relation inversement proportionnelle entre la largeur du spectre et la durée du signal : plus le spectre est court, plus la durée du signal est longue. Ainsi, la taille de la base reste pratiquement inchangée ;

§ Le rapport signal sur bruit est égal au rapport de la puissance utile du signal sur la puissance du bruit (S/B ou SNR) ;

§ Le volume d'informations transmises caractérise la bande passante du canal de communication requise pour la transmission du signal. Il est défini comme le produit de la largeur du spectre du signal par sa durée et sa plage dynamique.

§ L'efficacité énergétique (immunité potentielle au bruit) caractérise la fiabilité des données transmises lorsque le signal est exposé à un bruit blanc gaussien additif, à condition que la séquence de symboles soit restituée par un démodulateur idéal. Il est déterminé par le rapport signal/bruit minimum (E b /N 0), qui est nécessaire pour transmettre des données via un canal avec une probabilité d'erreur ne dépassant pas une valeur spécifiée. L'efficacité énergétique détermine la puissance minimale de l'émetteur requise pour un fonctionnement acceptable. Une caractéristique de la méthode de modulation est la courbe d'efficacité énergétique - la dépendance de la probabilité d'erreur d'un démodulateur idéal sur le rapport signal/bruit (E b /N 0).

§ Efficacité spectrale - le rapport entre le débit de transmission de données et la bande passante utilisée du canal radio.

• AMPÈRES : 0,83
• NMT : 0,46
• GSM : 1,35

§ La résistance aux influences du canal de transmission caractérise la fiabilité des données transmises lorsque le signal est exposé à des distorsions spécifiques : évanouissement dû à la propagation par trajets multiples, limitation de bande, interférences concentrées en fréquence ou en temps, effet Doppler, etc.

§ Exigences de linéarité de l'amplificateur. Pour amplifier les signaux avec certains types de modulation, des amplificateurs non linéaires de classe C peuvent être utilisés, ce qui peut réduire considérablement la consommation d'énergie de l'émetteur, tandis que le niveau de rayonnement hors bande ne dépasse pas les limites admissibles. Ce facteur est particulièrement important pour les systèmes de communication mobiles.

Modulation(Latin modulatio - régularité, rythme) - le processus de modification d'un ou plusieurs paramètres d'une oscillation porteuse haute fréquence selon la loi d'un signal d'information basse fréquence (message).

Les informations transmises sont contenues dans le signal de commande (modulation) et le rôle de support d'informations est joué par une oscillation à haute fréquence appelée porteuse. La modulation est donc le processus « d’atterrissage » d’une oscillation d’information sur une porteuse connue.

À la suite de la modulation, le spectre du signal de commande basse fréquence est transféré vers la région hautes fréquences. Cela permet, lors de l'organisation de la diffusion, de configurer le fonctionnement de tous les appareils de réception et d'émission à différentes fréquences afin qu'ils ne « interfèrent » pas les uns avec les autres.

Des oscillations de formes diverses peuvent être utilisées comme support (rectangulaire, triangulaire, etc.), mais les oscillations harmoniques sont le plus souvent utilisées. En fonction des paramètres de l'oscillation porteuse qui change, on distingue le type de modulation (amplitude, fréquence, phase, etc.). La modulation avec un signal discret est appelée modulation numérique ou manipulation.

Le paramètre principal d'un appareil de transmission radio est la puissance du signal émis dans l'air. Il convient de noter que les exigences en matière de puissance du signal dans la gamme VHF sont dictées par les caractéristiques de propagation des ondes radio dans cette gamme de fréquences.

La première caractéristique de la gamme VHF est la propagation rectiligne des ondes radio en visibilité directe. La figure 1 illustre cette caractéristique de la propagation des ondes radio dans cette plage.

Figure 1. Ligne de vue sur la liaison radio

Approximativement, en tenant compte de la réfraction des ondes radio dans la gamme VHF, la portée en visibilité directe en kilomètres L est déterminée comme suit :

, (1)

Lorsque la hauteur de l'antenne de la station de base et du répéteur est de 70 m, la portée de communication ne peut pas dépasser 70 km :

Lorsque la hauteur de l'antenne de la station de base et du répéteur est de 70 m, la portée de communication ne peut pas dépasser 70 km. Les portées approximatives en visibilité directe dans la gamme VHF sont illustrées à la figure 2.

Figure 2. Portée approximative d'une liaison radio dans la gamme VHF

Calculons la puissance de sortie requise du signal de l'émetteur pour une distance donnée. Pour ce faire, nous utiliserons la formule bien connue pour déterminer la puissance du signal à l'entrée d'un récepteur radio :

, (2) où P. prm - puissance du signal à l'entrée du récepteur radio ; P. prd - puissance du signal à la sortie de l'émetteur radio ; - longueur d'onde du signal radio ; r— distance entre le récepteur et l'émetteur ; g prd - gain de l'antenne de l'émetteur radio (en temps) ; g prm - gain de l'antenne du récepteur radio (en heures) ;

Il convient de noter que dans les systèmes de communication mobile, la force du signal est mesurée en dBm. Il s'agit du rapport entre la valeur absolue de la puissance du signal, exprimée en watts, et la puissance du signal de 1 mW.

, (3)

Par exemple, une puissance de signal de 2 W correspond à une valeur de 33 dBm et une puissance de signal de 10 W correspond à 40 dBm. Cette approche vous permet de remplacer les opérations de division et de multiplication par soustraction et sommation, respectivement. Dans ce cas, la formule de détermination de la puissance du signal à l'entrée du récepteur radio (2), exprimée en décibels, prendra la forme suivante :

, (4)

Exprimons-en la puissance requise de l'émetteur lorsqu'il fonctionne en espace libre. Pour la bande 160 MHz et les antennes omnidirectionnelles, cette puissance sera égale à :

, (5)

Avec un rapport signal sur bruit à l'entrée du démodulateur de 6 dB, la puissance de l'émetteur peut être limitée à 1 mW.

En revanche, lorsqu’une onde radio se propage à la surface de la Terre, elle subit une absorption supplémentaire. Pour expliquer le phénomène de contournement des ondes radio autour de divers obstacles et leur pénétration dans les régions d'ombre et de pénombre, le principe de Huygens-Fresnel est utilisé. Conformément au modèle de Fresnel, la plage de propagation des ondes radio entre les appareils émetteurs et récepteurs est limitée par un ellipsoïde de rotation autour de la ligne qui les relie. Cet ellipsoïde est multicouche et peut comprendre un nombre infini de zones.

La zone la plus proche de la ligne reliant l'émetteur au récepteur est appelée première zone de Fresnel. Il est généralement admis que lors de la propagation des ondes radio, la plus importante est la première zone de Fresnel. Environ la moitié de l'énergie transmise y est concentrée. La figure 3 montre une coupe longitudinale de la première zone de Fresnel.

Figure 3. Définition de la zone de Fresnel

Pour tout point de la liaison radio, le rayon de la première zone de Fresnel (R0) peut être trouvé à l'aide de la formule :

, (6)

Si l'on prend en compte l'influence de la surface terrestre, le plus grand rayon de la première zone de Fresnel est important. A hauteur égale des antennes, ce rayon sera au milieu de la liaison radio. Dans ce cas, la formule (6) se transforme sous la forme suivante :

, (7)

Lorsque la portée de la liaison radio est supérieure à 5 km, il faut en outre prendre en compte la courbure de la Terre comme obstacle. Cet effet est illustré sur la figure 3. Pour prendre en compte l'augmentation du niveau de la surface terrestre au milieu de la liaison radio due à sa courbure, on peut utiliser la formule suivante :

, (8) où hmax est la hauteur maximale de l'obstacle créé en raison de la courbure de la Terre (m), L est la distance entre l'émetteur et le récepteur (km).

Les valeurs de hauteur de l'obstacle créé en raison de la courbure de la Terre pour les distances relatives r tek /L sont données dans le tableau 1.

Tableau 1

L	Distance relative sur un intervalle radio
	0,1	0,2	0,3	0,4	0,5	0,6	0,7	0,8	0,9
5km	0,02 m	0,08 m	0,18 m	0,31 m	0,5 m	0,31 m	0,18 m	0,08 m	0,02 m
10km	0,7 m	1,3 m	1,7 m	1,9 m	2 m	1,9 m	1,7 m	1,3 m	0,7 m
15km	1,5 m	2,7 m	3,6 m	4 m	4,25 m	4 m	3,6 m	2,7 m	1,5 m

Calculons maintenant l'absorption supplémentaire du signal due à son ombrage par la surface de la Terre. Pour ce faire, on calcule la hauteur h max au centre du trajet radio :

, (9)

Le dégagement relatif de la ligne radio sera égal à

, (10)

Maintenant, en utilisant le graphique de la dépendance de l'atténuation du signal par rapport au franchissement de l'obstacle illustré à la figure 4, nous allons déterminer l'atténuation supplémentaire du signal.

Figure 4. Dépendance de l'atténuation du signal par rapport au franchissement d'obstacles

Pour un dégagement relatif de liaison radio de -0,37, l'atténuation supplémentaire du signal sera de 50 dB. En conséquence, la puissance d'émission requise augmente de -6 dBm à +44 dBm. Cette puissance correspond à une puissance d'émetteur de 20 W.

Dans ce cas, nous avons considéré une situation dans laquelle un seul émetteur radio est situé au même endroit. Cependant, il n'existe pas beaucoup d'endroits pratiques pour placer des répéteurs de stations de base. Par conséquent, un grand nombre d’émetteurs radio de systèmes radio destinés à diverses fins sont généralement concentrés en un seul endroit. Pour garantir qu'ils n'interfèrent pas les uns avec les autres, divers dispositifs de découplage, tels que des filtres, des circulateurs et des combineurs, doivent être installés à la sortie de l'émetteur. Chacun d'eux affaiblit la puissance du signal radio. De plus, le signal peut être atténué par le trajet antenne-alimentation. La valeur totale d'atténuation du signal peut atteindre 12 dB. Cela conduit au fait que même si la puissance à la sortie de l'émetteur est de 100 W, alors seulement 6 W atteindront l'antenne :

, (11)

À titre d'illustration, convertissons cette valeur en watts :

, (12)

conclusions

• Pour fonctionner dans la gamme VHF, compte tenu de l'influence de la courbure de la surface terrestre et des obstacles, une puissance d'émission d'au moins 2 W est nécessaire
• Pour les stations de radio fixes, la puissance requise augmente jusqu'à 50 ... 100 W en raison des pertes dans les lignes d'alimentation et les combineurs

Littérature:

Autres paramètres des appareils de transmission radio :

Une caractéristique très importante d'un appareil de transmission radio est la gamme de fréquences émises. Organiser les communications radio mobiles dans la gamme VHF...
http://site/UGFSvSPS/DiapPrdFr/

Lors de la formation d'un signal radio, il est très important que tout le spectre du signal émis soit concentré dans la bande de fréquence allouée à un canal radio donné...
http://site/UGFSvSPS/maska/

BRÈVE DESCRIPTION

Série de compteurs de puissance Anritsu ML2490A Ce sont des numériseurs et des processeurs à grande vitesse de signaux provenant de capteurs de puissance qui leur sont connectés. Le modèle Anritsu ML2495A est monocanal et prend en charge la connexion d'un capteur, et le modèle Anritsu ML2496A peut fonctionner simultanément avec deux capteurs différents. Selon les types de capteurs connectés, la plage de fréquence peut aller de 100 kHz à 65 GHz.

Grâce à la vitesse de numérisation très élevée (la résolution temporelle atteint 1 ns), les compteurs de la série Anritsu ML2490A peuvent être utilisés pour le développement et la configuration de radars, et la bande passante de ces appareils, égale à 65 MHz, permet de les utiliser à toutes les étapes de construction et d'exploitation de systèmes de communication sans fil 3G, 4G et 5G, y compris des systèmes de nouvelle génération basés sur des technologies de modulation complexes telles que l'OFDM.

En plus des capteurs d'impulsions et de puissance de crête, la série Anritsu ML2490A peut connecter une variété de capteurs pour mesurer les signaux radio stationnaires (CW), ce qui les rend polyvalents dans leurs applications. Vous pouvez télécharger une description complète de toutes les caractéristiques de la série Anritsu ML2490A ci-dessous sur cette page dans la section.

Caractéristiques principales:
Nombre de canaux : 1 (modèle ML2495A) ou 2 (modèle ML2496A).
Fréquence : 100 kHz – 65 GHz (selon le capteur).
Bande passante (bande vidéo) : 65 MHz.
Temps de montée typique : 8 ns (avec codeur d'impulsions MA2411B).
Résolution temporelle : 1 ns. Calibrateur de puissance intégré (50 MHz et 1 GHz).
Idéal pour les applications radar et réseaux sans fil(4G et 5G).
Mesures de puissance : Moyenne, Min, Max, Crête, Crête, PAE (Power Added Efficiency).
Écran 8,9 cm (résolution 320 x 240). Interfaces : Ethernet, IEEE-488 (GPIB), RS-232.
Poids : 3 kg. Dimensions : 213 x 88 x 390 mm. Température de fonctionnement : de 0°C à +50°C.
Mesurez avec précision la puissance de n’importe quel signal radio

DESCRIPTION DÉTAILLÉE

La série Anritsu ML2490A de wattmètres RF offre des performances supérieures par rapport aux autres séries de deux compteurs Anritsu (ML2480B et ML2430A). La série ML2490A comprend deux modèles : le ML2495A monocanal et le ML2496A double canal. Les deux modèles fonctionnent en conjonction avec des capteurs externes (capteurs). Les wattmètres Anritsu ML2490A sont compatibles avec six séries de capteurs qui couvrent une très large gamme d'applications dans la plage de fréquences de 10 MHz à 50 GHz et dans la plage de puissance de -70 dBm à +20 dBm.

Selon le type de capteur connecté, les compteurs Anritsu ML2490A peuvent mesurer les paramètres d'intensité du signal suivants : Moyenne (valeur moyenne), Min (valeur minimale), Max (valeur maximale), Peak (valeur de crête), Crest (facteur de crête), Rise - temps (temps de montée), PAE (Power Added Efficiency), etc. Pour calibrer les capteurs, les appareils Anritsu ML2490A contiennent en standard un calibrateur de puissance intégré pour deux fréquences : 50 MHz et 1 GHz.

Cette photo montre le wattmètre RF monocanal Anritsu ML2495A et le wattmètre RF double canal Anritsu ML2496A ainsi que deux des meilleurs capteurs : le capteur d'impulsions Anritsu MA2411 (jusqu'à 40 GHz) et le capteur large bande Anritsu MA2491A (jusqu'à 18 GHz). GHz).

Compteur monocanal Anritsu ML2495A (en haut) et compteur double canal Anritsu ML2496A (en bas), ainsi que le capteur de puissance d'impulsion MA2411 et le capteur de puissance à large bande MA2491A.

Capteur de puissance d'impulsion Anritsu MA2411B

Les wattmètres Anritsu ML2495A et ML2496A, ainsi que le capteur Anritsu MA2411B, sont idéaux pour mesurer les signaux radio pulsés dans la plage de fréquences de 300 MHz à 40 GHz. Avec un temps de montée typique de 8 ns et une résolution de 1 ns, des mesures directes des caractéristiques des impulsions radar, ainsi qu'une grande variété d'autres types de signaux avec une structure d'impulsion ou de rafale, sont possibles.

Cette photo montre une capture d'écran du wattmètre Anritsu ML2496A avec les résultats de la mesure des paramètres du front d'une impulsion RF. Les mesures ont été effectuées à l'aide d'un capteur de puissance pulsée Anritsu MA2411B. L'échelle sur l'axe horizontal est de 20 ns par division et sur l'axe vertical de 3 dB par division. Le signal provenant du capteur a été numérisé à une vitesse de 62,5 MSa/s.

Cette photo montre une capture d'écran du wattmètre Anritsu ML2496A montrant les résultats de mesure de quatre impulsions RF consécutives. L'échelle sur l'axe horizontal est de 2 µs par division et sur l'axe vertical de 5 dB par division. Pour chaque impulsion, vous pouvez mesurer : le temps de montée, le temps de descente, la durée et d'autres paramètres, y compris l'intervalle de répétition des impulsions PRI (Pulse Repetition Interval). Les résultats d'un groupe d'impulsions sont également affichés à l'écran : valeurs de puissance minimale, maximale et moyenne.

Mesure des paramètres de quatre impulsions radiofréquence successives.

Lors de la mesure de signaux radio de haute puissance, des atténuateurs ou des coupleurs sont souvent utilisés. Les wattmètres de la série Anritsu ML2490A ont la capacité de prendre automatiquement en compte la valeur d'un atténuateur ou d'un coupleur externe afin que les résultats de mesure à l'écran correspondent à la puissance réelle.

Avant d'utiliser le capteur Anritsu MA2411B avec le wattmètre de la série ML2490A, ils doivent être calibrés ensemble. Pour ce faire, une sortie de signal de référence (Calibrateur) d'une fréquence de 1 GHz et d'une amplitude de 0 dBm (1 mW) est située sur le panneau avant du wattmètre. En connectant le capteur à cette sortie et en cliquant sur l'élément de menu correspondant, vous calibrerez le capteur et zérorez les erreurs du chemin de mesure, ce qui préparera l'appareil à des mesures précises.

Le capteur Anritsu MA2411B est optimisé pour mesurer les signaux pulsés et modulés à large bande, mais peut être utilisé pour mesurer avec précision les caractéristiques des signaux radio stationnaires (CW) et à variation lente. La capture d'écran correspondante est présentée sur cette photo.

Capteurs de puissance à large bande Anritsu MA2490A et MA2491A

Deux capteurs à large bande sont conçus pour mesurer les paramètres des signaux de télécommunication, ainsi que certains types de signaux impulsionnels : Anritsu MA2490A (de 50 MHz à 8 GHz) et Anritsu MA2491A (de 50 MHz à 18 GHz). Les deux capteurs fournissent une bande passante de 20 MHz (également appelée bande passante vidéo ou taux de réponse), ce qui est suffisant pour mesurer avec précision les signaux à évolution rapide tels que 3G/4G, WLAN, WiMAX et les impulsions de la plupart des types de systèmes radar. Le temps de montée de ces capteurs en mode mesure pulsée est de 18 ns.

Les caractéristiques d'impulsion des capteurs MA2490A et MA2491A sont légèrement moins bonnes que celles du MA2411B évoquées ci-dessus, mais la puissance minimale mesurée est de -60 dBm, au lieu de -20 dBm pour le MA2411B. Une expansion significative du seuil de puissance inférieur est obtenue grâce à la présence d'un chemin de mesure supplémentaire à l'intérieur des capteurs, qui est automatiquement activé à de faibles valeurs de puissance.

Cette photo montre une capture d'écran du wattmètre Anritsu ML2496A avec les résultats de la mesure des paramètres du signal GSM. Les mesures ont été effectuées à l'aide d'un capteur de puissance à large bande Anritsu MA2491A. L'échelle sur l'axe horizontal est de 48 µs par division et sur l'axe vertical de 5 dB par division. La puissance maximale des fragments de signal individuels atteint 12 dBm.

Mesure des paramètres du signal GSM à l'aide du capteur large bande Anritsu MA2491A.

Capteurs de puissance à diode de haute précision (capteurs) de la série Anritsu MA2440D

Cette série de capteurs de haute précision est conçue pour les signaux radio à faible taux de changement ou de modulation (tels que TDMA), ainsi que pour les signaux stationnaires (CW - Continu Wave). La vitesse de réponse (bande passante vidéo) de ces capteurs est de 100 kHz et le temps de montée est de 4 µs. Tous les capteurs de la série MA2440D disposent d'un atténuateur de 3 dB intégré, ce qui améliore considérablement l'adaptation (SWR) du connecteur d'entrée RF du capteur. Une large plage dynamique de 87 dB et une linéarité supérieure à 1,8 % (jusqu'à 18 GHz) et 2,5 % (jusqu'à 40 GHz) rendent ces capteurs idéaux pour une large gamme d'applications, notamment les mesures de gain et d'atténuation radio.

La série de capteurs Anritsu MA2440D se compose de trois modèles, différant par la plage de fréquence supérieure et le type de connecteur d'entrée : modèle MA2442D (de 10 MHz à 18 GHz, connecteur N(m), modèle MA2444D (10 MHz à 40 GHz, connecteur K(m)) et le modèle MA2445D (10 MHz à 50 GHz, connecteur V(m)). A titre d'exemple, cette photo montre un capteur Anritsu MA2444D avec un connecteur K(m).

Capteurs de puissance de haute précision basés sur l'effet thermique de la série Anritsu MA24000A

Cette série de capteurs de haute précision est conçue pour les signaux radio stationnaires (CW - Continu Wave) et à évolution lente. Le temps de montée de ces capteurs est de 15 ms. Le principe de fonctionnement des capteurs de cette série est basé sur l'effet thermoélectrique, qui permet de mesurer avec précision la puissance moyenne de n'importe quel signal radio, quel que soit sa structure ou son type de modulation. La plage dynamique de ces capteurs est de 50 dB et la linéarité est meilleure que 1,8 % (jusqu'à 18 GHz) et 2,5 % (jusqu'à 50 GHz).

La série de capteurs Anritsu MA24000A se compose de trois modèles, différant par la plage de fréquence supérieure et le type de connecteur d'entrée : modèle MA24002A (de 10 MHz à 18 GHz, connecteur N(m), modèle MA24004A (10 MHz à 40 GHz, connecteur K(m)) et le modèle MA24005A (10 MHz à 50 GHz, connecteur V(m)). Les trois capteurs de la série Anritsu MA24000A sont présentés sur cette photo.

Principe de fonctionnement et structure interne des wattmètres de la série Anritsu ML2490A

Les capteurs de puissance connectés aux compteurs de la série Anritsu ML2490A ont pour fonction de convertir le signal haute fréquence, dont la puissance doit être mesurée, en un signal basse fréquence. Ce signal basse fréquence provient du capteur et arrive à l'entrée du compteur de la série ML2490A, est numérisé à l'aide du CAN intégré, traité par un processeur de signal numérique et affiché sur l'écran de l'appareil.

Cette figure montre le schéma fonctionnel du ML2495A monocanal. Dans ce schéma fonctionnel, deux CAN (convertisseurs analogique-numérique) sont surlignés en vert, à l'aide desquels le signal basse fréquence provenant d'un capteur de puissance connecté au compteur est numérisé. Si un capteur à diode de la série Anritsu MA2440D ou un capteur thermoélectrique de la série Anritsu MA24000A est connecté, la numérisation est effectuée à l'aide d'un CAN 16 bits. Et si un capteur de pouls Anritsu MA2411B ou des capteurs large bande Anritsu MA2490A ou MA2491A sont connectés, la numérisation est effectuée à l'aide d'un CAN 14 bits haute vitesse.

Schéma fonctionnel d'un wattmètre monocanal Anritsu ML2495A.

Et voilà à quoi ça ressemble organisation interne Compteur de puissance série Anritsu ML2490A. Au centre se trouve une petite carte rectangulaire d'un calibrateur intégré pour 50 MHz et 1 GHz, dont le câble haute fréquence est connecté au connecteur N du panneau avant. Sous la carte du calibrateur se trouve une grande carte de mesure contenant la partie analogique, un CAN et un ensemble de matrices logiques programmables. Immédiatement sous la carte de mesure se trouve une deuxième grande carte de traitement et de contrôle numérique contenant un DSP (processeur de signal numérique), un microcontrôleur et des unités d'affichage et de contrôle numériques.

Tous les wattmètres de la série Anritsu ML2490A sont livrés avec un programme informatique télécommande Anritsu PowerMax. Ce programme fonctionne sous Windows compatible ordinateur personnel et vous permet de contrôler à distance le fonctionnement d'un appareil Anritsu ML2495A monocanal ou Anritsu ML2496A double canal. Prendre des mesures avec le logiciel PowerMax facilite les choses la configuration initiale dispositif, accélère le traitement des mesures et permet une documentation et un stockage pratiques des résultats.

Un exemple de la fenêtre principale d'Anritsu PowerMax est présenté dans cette capture d'écran. Dans ce cas, un modèle Anritsu ML2496A à deux canaux est contrôlé, dont le premier canal est connecté à un capteur de puissance d'impulsion Anritsu MA2411B, et le capteur de puissance à large bande Anritsu MA2491A est connecté au deuxième canal. Pour agrandir l'image, cliquez sur la photo.

Les wattmètres de la série Anritsu ML2490A sont livrés avec le logiciel Anritsu PowerMax.
Cliquez sur la photo pour agrandir l'image.

Spécifications des compteurs et capteurs de puissance Anritsu ML2490A

Vous trouverez ci-dessous une liste des principales caractéristiques techniques des wattmètres de la série Anritsu ML2490A. Pour les caractéristiques techniques détaillées des compteurs, voir ci-dessous sur cette page dans la rubrique.

Principales caractéristiques techniques des wattmètres de la série Anritsu ML2490A.

Ci-dessous une liste des principales caractéristiques techniques des capteurs de puissance (capteurs de puissance) divers types, qui sont compatibles avec les compteurs de la série Anritsu ML2490A. Pour les caractéristiques techniques détaillées des capteurs, voir la section ci-dessous sur cette page.

Principales caractéristiques des capteurs de puissance compatibles avec la série Anritsu ML2490A.

Contenu de l'emballage des wattmètres Anritsu série ML2490A

Nom	Brève description
Anritsu ML2495A	Wattmètre monocanal pour signaux radio pulsés, modulés et stationnaires
ou
Anritsu ML2496A	Wattmètre à deux canaux pour signaux radio pulsés, modulés et stationnaires
plus:
2000-1537-R	Câble de 1,5 mètre pour connecter le capteur (1 pièce pour chaque canal)
-	Câble d'alimentation
-	Disque optique avec documentation et logiciel PowerMax
-	Certificat d'étalonnage
-	Garantie 1 an (peut être étendue à 3 et 5 ans)

Options et accessoires pour les wattmètres Anritsu série ML2490A

Options principales :
- option 760-209 (mallette de transport rigide pour transporter l'appareil et les accessoires).
- option D41310(sac souple pour transporter l'appareil avec une bandoulière).
- option 2400-82 (kit de montage en rack pour un mètre).
- option 2400-83 (kit de montage en rack pour deux mètres).
- option 2000-1535 (capot de protection pour panneau avant).
- option 2000-1536-R(câble de 0,3 mètre pour connecter le capteur de mesure).
- option 2000-1537-R(Câble de 1,5 mètres pour connecter le capteur de mesure).
- option 2000-1544 (Câble RS-232 pour flasher l'appareil).

Capteurs de puissance compatibles :
- capteur Anritsu MA2411B(capteur de pouls de 300 MHz à 40 GHz, de -20 dBm à +20 dBm).
- capteur Anritsu MA2490A(capteur large bande de 50 MHz à 8 GHz, de -60 dBm à +20 dBm).
- capteur Anritsu MA2491A(capteur large bande de 50 MHz à 18 GHz, de -60 dBm à +20 dBm).
- capteur Anritsu MA2472D(capteur à diode standard de 10 MHz à 18 GHz, de -70 dBm à +20 dBm).
- capteur Anritsu MA2473D(capteur à diode standard de 10 MHz à 32 GHz, de -70 dBm à +20 dBm).
- capteur Anritsu MA2474D(capteur à diode standard de 10 MHz à 40 GHz, de -70 dBm à +20 dBm).
- capteur Anritsu MA2475D(capteur à diode standard de 10 MHz à 50 GHz, de -70 dBm à +20 dBm).
- capteur Anritsu MA2442D(capteur à diode haute précision de 10 MHz à 18 GHz, de -67 dBm à +20 dBm).
- capteur Anritsu MA2444D(capteur à diode haute précision de 10 MHz à 40 GHz, de -67 dBm à +20 dBm).
- capteur Anritsu MA2445D(capteur à diode haute précision de 10 MHz à 50 GHz, de -67 dBm à +20 dBm).
- capteur Anritsu MA2481D(capteur universel de 10 MHz à 6 GHz, de -60 dBm à +20 dBm).
- capteur Anritsu MA2482D(capteur universel de 10 MHz à 18 GHz, de -60 dBm à +20 dBm).
- capteur Anritsu MA24002A(capteur thermoélectrique de 10 MHz à 18 GHz, de -30 dBm à +20 dBm).
- capteur Anritsu MA24004A(capteur thermoélectrique de 10 MHz à 40 GHz, de -30 dBm à +20 dBm).
- capteur Anritsu MA24005A(capteur thermoélectrique de 10 MHz à 50 GHz, de -30 dBm à +20 dBm).

Documentation

Cette documentation est en Format PDF contient le plus Description complète capacités des wattmètres de la série Anritsu ML2490A, leurs caractéristiques techniques et modes de fonctionnement :

Description des wattmètres Anritsu ML2490A et de leurs capteurs (en anglais) (12 pages ; 7 Mo)

Caractéristiques techniques des compteurs Anritsu ML2490A et de leurs capteurs (en anglais) (12 pages ; 1 Mo)

Manuel d'utilisation des wattmètres Anritsu ML2490A (anglais) (224 pages ; 3 Mo)

Guide de programmation du compteur Anritsu ML2490A (anglais) (278 pages ; 3 Mo)

Brèves informations sur les appareils de mesure de la puissance des signaux radio (en anglais) (4 pages ; 2 Mo)

Et vous trouverez ici nos conseils et autres informations utiles sur ce sujet:

Bref aperçu de toutes les séries d'instruments de test Anritsu RF

Bref aperçu de toutes les séries d'analyseurs RF portables Anritsu

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Exercice. 3

Partie théorique. 4

Dispositions de base. 4

Unités de mesure des niveaux de signaux radio. 5

Modèle Okamura-Hata. 7

Modèle COST231-Hata. 8

Modèle COST 231-Walfisch-Ikegami. 8

Résultats de recherche. onze

Exercice

1. Mener des études comparatives de modèles empiriques d'atténuation des ondes radio Okamura-Hata, COST 231-Hata et COST 231 Walfish-Ikegami avec les caractéristiques données du canal de communication pour l'option 4 des lignes directrices ;

3. Préparez un rapport de travail avec les sections suivantes : 1) devoir, 2) partie théorique (texte joint) et 3) résultats de la recherche - deux figures avec trois graphiques chacune.

Remarque : le calcul du modèle COST231Walfisch-Ikegami est effectué uniquement pour le cas de la ligne de vue.

Partie théorique

Dispositions de base

La recherche sur la propagation des ondes radio en milieu urbain revêt une grande importance dans la théorie et la technologie des communications. En effet, la plupart des habitants (abonnés potentiels) vivent dans les villes, et les conditions de propagation des ondes radio diffèrent sensiblement de celles de la propagation en espace libre et semi-libre. Dans ce dernier cas, la propagation sur une surface terrestre régulière s'entend lorsque le diagramme de rayonnement ne coupe pas la surface terrestre. Dans ce cas, avec les antennes directives, l'atténuation des ondes radio est déterminée par la formule :

L = 32,45 + 20(lgd km + lgf MHz) – 10lgG par – 10lgG par, dB =

= L 0 - 10lgG par – 10lgG par, dB. (1)

Où L 0 – atténuation de base de l'espace libre, dB ;

j km– distance entre l'émetteur et le récepteur, en km ;

fMHz– fréquence de fonctionnement, MHz ;

voie G Et Gpr sont les gains des antennes d'émission et de réception, respectivement, en dBi.

Affaiblissement majeur L 0 est déterminé avec des antennes isotropes, qui rayonnent uniformément dans toutes les directions et reçoivent également. Par conséquent, l’atténuation se produit en raison de la dissipation d’énergie dans l’espace et d’un faible apport d’énergie à l’espace. antenne de réception. Lors de l'utilisation d'antennes directives dont les faisceaux principaux sont orientés l'un vers l'autre, l'affaiblissement diminue conformément à l'équation (1).

L'objectif de l'étude est de déterminer le canal radio transportant le message (signal radio), qui assure la qualité et la fiabilité de communication requises. Le canal de communication en milieu urbain n'est pas une quantité déterministe. Au canal direct entre l'émetteur et le récepteur s'ajoutent des interférences provoquées par de nombreuses réflexions provenant du sol, des murs et des toits des bâtiments, ainsi que par le passage d'un signal radio à travers les bâtiments. En fonction de la position relative de l'émetteur et du récepteur, il peut y avoir des cas où il n'y a pas de canal direct et le signal avec l'intensité la plus élevée doit être considéré comme le signal reçu au niveau du récepteur. Dans les communications mobiles, lorsque l'antenne du récepteur de l'abonné se trouve à une hauteur de 1 à 3 mètres du sol, ces cas sont dominants.

La nature statistique des signaux reçus nécessite des hypothèses et des contraintes dans lesquelles des décisions peuvent être prises. L'hypothèse principale est la stationnarité du processus aléatoire avec l'indépendance des bruits d'interférence les uns par rapport aux autres, c'est-à-dire l'absence de corrélation mutuelle. La mise en œuvre de ces exigences a conduit à

division des canaux de communication radio urbaine en trois types principaux : Canaux gaussiens, riceens et Rayleigh.

Le canal gaussien se caractérise par la présence d'un faisceau direct dominant et de faibles interférences. L'espérance mathématique de l'atténuation du signal radio est décrite par la loi normale. Ce canal est inhérent aux signaux de télévision provenant d'une tour de télévision lorsqu'ils sont reçus par des antennes collectives situées sur des immeubles d'habitation. Le canal Rice se caractérise par la présence de rayons directs, ainsi que de rayons réfléchis et transmis à travers les bâtiments et par la présence de diffraction sur les bâtiments. L'espérance mathématique de l'atténuation du signal radio est décrite par la distribution de Rice. Ce canal est inhérent aux réseaux avec antenne surélevée au-dessus des bâtiments en zone urbaine.

Le canal Rayleigh se caractérise par l'absence de rayons directs et le signal radio atteint la station mobile grâce aux réflexions. L'espérance mathématique de l'atténuation du signal radio est décrite par la distribution de Rayleigh. Ce canal est typique des villes avec des immeubles de grande hauteur.

Les types de canaux et leurs fonctions de densité sont pris en compte lors du développement de modèles de propagation du signal en environnement urbain. Cependant, les statistiques généralisées ne suffisent pas pour calculer des conditions de propagation spécifiques, dans lesquelles l'atténuation du signal dépend de la fréquence, de la hauteur de l'antenne et des caractéristiques du bâtiment. Ainsi, lors de la mise en œuvre communications cellulaires et la nécessité d'une planification des zones de fréquences, des études expérimentales sur l'atténuation ont commencé à être menées dans diverses villes et conditions de propagation. Les premiers résultats de recherche axés sur les communications cellulaires mobiles sont apparus en 1989 (W.C.Y.Lee). Cependant, encore plus tôt, en 1968 (Y. Okumura) et en 1980 (M. Hata), ont été publiés les résultats d'études sur l'atténuation des ondes radio dans la ville, axées sur les communications mobiles et la télédiffusion.

Des recherches plus approfondies ont été menées avec le soutien de l'Union internationale des télécommunications (UIT) et visaient à clarifier les conditions d'applicabilité des modèles.

Nous examinons ci-dessous les modèles les plus répandus dans la conception de réseaux de communication en milieu urbain.

Unités de mesure des niveaux de signaux radio

En pratique, deux types d'unités de mesure sont utilisées pour évaluer le niveau des signaux radio : 1) basées sur les unités de puissance et 2) basées sur les unités de tension. Étant donné que la puissance à la sortie de l’antenne émettrice est supérieure de plusieurs ordres de grandeur à la puissance à l’entrée de l’antenne réceptrice, plusieurs unités de puissance et de tension sont utilisées.

Les multiples d'unités sont exprimés en décibels (dB), qui sont des unités relatives. La puissance est généralement exprimée en milliwatts ou en watts :

P dBm = 10 log (P/1 mW),(2)

P dBW = 10 log (P/ 1 W).(3)

Par exemple, une puissance égale à 100 W dans ces unités sera égale à : 50 dBm ou 20 dBW.

Les unités de tension sont basées sur 1 µV (microvolt) :

U dBµV = 20 log (U/ 1 µV). (4)

Par exemple, une tension de 10 mV équivaut à 80 dBµV en unités relatives données.

En règle générale, les unités de puissance relative sont utilisées pour exprimer le niveau du signal radio de l'émetteur, les unités de tension relative sont utilisées pour exprimer le niveau du signal du récepteur. La relation entre les tailles des unités relatives peut être obtenue sur la base de l'équation P = U2/R ou U 2 = PR, Où R. est l'impédance d'entrée de l'antenne, adaptée à la ligne menant à l'antenne. En prenant le logarithme des équations ci-dessus, et en tenant compte des équations (2) et (4), on obtient :

1 dBm = 1 dBµV – 107 dB à R= 50 ohms ; (5a)

1 dBm = 1 dBµV – 108,7 dB à R= 75Ohms. (5B)

Pour exprimer la puissance de l'émetteur, la caractéristique est souvent utilisée - puissance apparente rayonnée - ERP. Il s'agit de la puissance de l'émetteur prenant en compte le gain (KU = g) antennes :

ERP (dBW) = P (dBW) + G (dBi). (6)

Par exemple, un émetteur de 100 W pilote une antenne avec un gain de 12 dBi. Alors EIM = 32 dBW, soit 1,3 kW.

Lors du calcul des zones de couverture de la station de base cellulaire ou de l'émetteur télévision terrestre Le gain de l'antenne doit être pris en compte, c'est-à-dire que la puissance apparente rayonnée de l'émetteur doit être utilisée.

Le gain de l'antenne a deux unités de mesure : dBi (dBi)– gain par rapport à une antenne isotrope et dBd– gain par rapport au dipôle. Ils sont liés entre eux par la relation :

G (dBi) = G (dBd) + 2,15 dB. (7)

Il convient de tenir compte du fait que le gain de l'antenne de la station d'abonné est généralement supposé nul.

Modèle Okamura-Hata

La version principale du modèle d'Okamura et de ses co-auteurs est conçue pour les conditions d'application suivantes : plage de fréquences (150 - 1500) MHz, distance entre les stations mobiles et de base - de 1 à 100 km, hauteur d'antenne de la station de base - de 30 à 1000 m.

Le modèle est basé sur la comparaison de l'atténuation en ville avec l'atténuation en espace libre, en prenant en compte des composantes de correction en fonction de la fréquence, de la hauteur des antennes des stations de base et mobiles. Les composantes sont présentées sous forme de graphiques. Les longues distances et les hauteurs des stations de base conviennent mieux à la diffusion télévisuelle qu'aux communications cellulaires. De plus, la résolution des graphiques est faible et moins pratique que la description analytique.

Hata a rapproché les graphiques d'Okamura avec des relations analytiques, a réduit la plage de fréquences à 1 500 MHz (celle d'Okamura était surestimée et ne répondait pas à la fiabilité requise de l'évaluation de l'atténuation), a réduit la plage de distances d'un à vingt kilomètres et a également réduit la hauteur du antenne de la station de base à 200 mètres et apporté des précisions sur certains composants du modèle d'Okamura. À la suite de la modernisation de Hata, le modèle a été nommé Okamura-Hata et est populaire pour évaluer l'atténuation des signaux de télévision et dans les communications cellulaires dans la gamme allant jusqu'à 1 000 MHz.

Pour la ville, le pouvoir s’affaiblit L en décibels (dB) est décrit par la formule empirique :

L,dB=69,55 + 26,16 lgf - 13,83 lg +(44.9-6,55 lg d– une( ), (8)

Où F– fréquence en MHz,

d- distance entre la base et les stations d'abonné (mobiles) en km,

La hauteur des antennes des stations de base et d'abonné.

Dans la formule (8), le composant un() détermine l'influence de la hauteur de l'antenne du poste d'abonné sur l'atténuation de la puissance du signal.

Pour une ville moyenne et une hauteur moyenne de bâtiment, cette composante est déterminée par la formule :

un( ) = (1,1 lgf – 0,7)– 0,8, dB. (9)

Pour une ville avec des immeubles de grande hauteur un() est déterminé par la formule :

un( ) = 8,3 (journal 1.54) 2 – 1,1 pour F< 400 МГц; (10)

un( ) = 3,2 (LG 11.75) 2 – 5 pour F> 400 MHz. (onze)

Dans les zones suburbaines, les pertes de propagation du signal dépendent davantage de la fréquence que de la hauteur de l'antenne du poste d'abonné, et par conséquent, la composante Δ est ajoutée à l'équation (8) en tenant compte de l'équation (9) L,dB, défini par l'équation :

Δ L,dB = - 5,4 – (lg (0,036f)) 2. (12)

Dans les zones ouvertes Δ L,dB pour les antennes isotropes est décrit par l'équation :

Δ L,dB = - 41 – 4,8 (lgf) 2 + 18,33lgf. (13)

L'inconvénient du modèle Okamura-Hata est que la gamme de fréquences est limitée à 1 500 MHz et qu'il ne peut pas être utilisé sur des distances inférieures à un kilomètre.

Dans le cadre du projet COST 231 (Coopération pour la recherche scientifique et technique) de l'Union européenne, deux modèles ont été développés pour remédier aux lacunes constatées du modèle Okamura-Hata. Ces modèles sont discutés ci-dessous.

Modèle COST231-Hata

1 , < 200moi, 1 < < 10m.

Le modèle permet d'estimer l'atténuation à l'aide de la formule :

L= 46,3 + 33,9 journal f – 13,8 lgh b – une (h une) + (44,9 – 6,55lgh b) lg d + C, dB, (14)

Où AVEC= 0 pour les villes moyennes et les zones suburbaines et AVEC= 3 pour les centres des grandes villes.

Ce modèle ne convient pas pour évaluer l'atténuation du signal à des distances entre l'abonné et les stations de base inférieures à 1 km. Sur de courtes distances, le caractère du développement est plus prononcé. Pour ces cas, le modèle COST231-Walfisch-Ikegami a été développé.