Bestämning av signaleffekten vid ingången till mottagaren på institutionens laboratorium. Måttenheter för radiosignalnivåer Hur man mäter styrkan på en radiosignal vid en specifik frekvens

7.9 Mätning av parametrar i radiofrekvenssystem Mätning av BER (C/N)-funktionen

Moderna BER-mättekniker använder olika scheman, varav två huvudsakliga kan särskiljas.

Ris. 7.16. Schema för den avstämbara dämpningsmetoden.

I denna metod ingår en avstämbar dämpare i mottagarens radiofrekvensbana, med vilken ytterligare dämpning införs, och mottagningssignalens stabilitet antas vara konstant under hela mättiden. Signal- och brusnivåer mäts med hjälp av en effektmätare, och mätning av brus i mottagarens mellanfrekvensbana utan filtrering ger ett värde som är större än den faktiska bruseffekten i banans arbetsband. Därför, vid mätning av effekt, används ytterligare filter som är inställda på driftsfrekvensbandet.

BER-felparametern mäts av en digital kanalanalysator.

Den största nackdelen med metoden är antagandet om konstant effekt för den användbara signalen under hela mätperioden. Under verkliga förhållanden genomgår nivån av den användbara signalen betydande fluktuationer på grund av flervägsutbredning av radiovågor och förändringar i utbredningsförhållanden. Av denna anledning kan C/N-förhållandet också ändras, och även en 1 dB förändring i C/N kan orsaka en förändring i BER med en storleksordning. Således ger denna metod inte den erforderliga mätnoggrannheten, särskilt för låga BER-värden.

2. Interferensmetod för att mäta BER(C/AT), vars diagram visas i fig. 7.17, använder en speciell enhet - en analysator/simulator av C/N-parametern, som mäter effektnivån för den användbara signalen C när en given brusnivå N introduceras, vilket säkerställer hög noggrannhet vid bestämning av C/N-parametern. I denna metod justerar analysatorn/simulatorn automatiskt nivån på introducerat brus, och mätnoggrannheten för BER(C/AT)-karakteristiken kan nå värden på ~1СГ12. Som avslutning av denna övervägande av BER (CIN)-funktionen, noterar vi följande.

1. Jämförelse av teoretiska och praktiska beroenden VESHCHS/N) visar att praktiska beroenden skiljer sig från teoretiska genom att för praktiska BER-värden krävs ett större C/N-förhållande. Detta beror på olika orsaker till parameterförsämring i mellan- och radiofrekvensvägarna.

2. I praktiken är bidragen från radio- och mellanfrekvensvägarna jämförbara med varandra, medan för digitala informationsöverföringssystem med hastigheter upp till 90 Mbit/s är följande värden för nivåerna av försämring av BER-parametern observerade.

Ris. 7.17. Schema för interferensmetoden för att mäta BER(C/N)

Försämring av IF-mellanfrekvensvägen:

Fel i fas och amplitud hos modulatorn - OD dB;

Intersymbolinterferens på grund av filterdrift - 1,0 dB;

Närvaro av fasbrus - 0,1 dB;

Differentiella kodnings-/avkodningsprocedurer - 0,3 dB;

Jitter (fasjitter) - 0,1 dB;

Överskott av brusbandbredd för demodulatorn - 0,5 dB;

Andra orsaker (åldrande effekt, temperaturinstabilitet) - 0,4 dB.

Så totalt kan försämringen av BER i IF-banan nå 2,5 dB. BER-försämring i radiofrekvensvägen:

Icke-linjäritetseffekter - 1,5 dB;

Nedskrivningar på grund av begränsning av kanalbandbredd och gruppfördröjningstid - 0,3 dB;

Störningar i intilliggande kanaler - 1,0 dB;

Nedsättning på grund av dämpning och ekoeffekter - 0,2 dB. Totalt, i RF-radiofrekvensvägen kommer BER-degraderingen att vara 3 dB, det vill säga totalen i systemet

Transmissions BER-försämring kan nå -5,5 dB.

Det bör noteras att i diagrammen i fig. 7.16, 7.17 beaktades inte syftet med utjämnare i digitala radiovägar.

Frekvens- och effektmätningar i radiofrekvensvägar.

Mätningar av frekvensen och effekten hos en användbar radiosignal implementeras i praktiken med hjälp av följande metoder:

1) frekvensmätare och effektmätare används,

2)spektrumanalysatorer med markörmätningsfunktioner används.

I den andra metoden ger markören rörelse längs den spektrala karaktäristiken samtidigt som den visar värdena för frekvens- och effektparametrarna för den användbara radiosignalen.

För att utöka kapaciteten för att mäta effektparametrar tillhandahåller moderna spektrumanalysatorer spektral utjämning, brusfiltrering, etc.

Analys av utjämnarens funktion.

Jämfört med kabelsystem radioluft, som ett medium för att sända radiosignaler, har egenskaper som slumpmässigt förändras över tiden. På grund av den utbredda användningen av digitala radiokommunikationssystem och ökade krav på noggrannheten i deras överföring, ingår utjämnare i mottagningsanordningar för att dramatiskt minska påverkan av flervägsutbredning (signalinriktning) och gruppfördröjningstid (automatisk signalinställning). När man använde digitala metoder för att modulera högfrekventa signaler, stötte utvecklare på svårigheter med att noggrant ställa in modem och andra kanalbildande enheter som en del av radiofrekvensvägen. I detta fall fungerar utjämnare också som kompensationselement för eventuella icke-linjäriteter i anordningar av radiofrekvensöverföringsvägen. I moderna radiofrekvensinformationsöverföringssystem finns det två huvudtyper av dämpning som är förknippade med faktorer för radiosignalutbredning längs radiofrekvensbanan.

1) Linjär dämpning, som är en frekvensoberoende enhetlig minskning av signalamplituden från signalfördelningsfaktorer. Linjär dämpning orsakas vanligtvis av naturliga faktorer i utbredningen av elektromagnetiska vågor:

Med genom distribution i skogsområden;

När den distribueras i atmosfären i närvaro av hydrometeorer (regn, snö).

2) Dämpning på grund av flervägsutbredning av radiosignaler.

Dessa två faktorer ändrar amplituden för den önskade signalen, vilket leder till en förändring i C/N-förhållandet, vilket i slutändan påverkar BER-felparametern. Förändringar i strukturen för den användbara signalen som är associerad med dessa två dämpningar kompenseras av utjämnare. Som ni vet är grunden för driften av alla utjämnare användningen av ett smalbandigt notchfilter för att eliminera olinjäriteten hos den användbara signalen. Den huvudsakliga mätparametern är filtreringsdjupets beroende av frekvensen vid en given BER-parameter, som i olika granskningar kallas M-kurvan eller W-kurvan (Fig. 7.18).

Ris. 7.18. M-kurvor för fall av frånvaro och närvaro av en equalizer.

För att erhålla M-kurvan simuleras vanligtvis olika signalöverföringsförhållanden, vilka kompenseras av en utjämnare och i kompensationsprocessen konstrueras M-kurvan. Mätschemat visas i fig. 7.19.

Som ett resultat av mätningarna erhålls diagram i form av tvåsidiga M-kurvor, varav en är hysteresfri (visar utjämnarfiltrets förmåga att ge ett filtreringsdjup vid en given frekvens tillräckligt för att jämna ut strukturen av den användbara signalen) och den andra är hysteres (visar filtrets prestanda när det är det riktigt arbete vid behov, öka först och sedan minska filterdjupsparametern). I praktiken är båda typerna av kurvor viktiga för att analysera equalizerns prestanda.

Ris. 7.19. Mätschema för M-kurvor

Mätningar av parametrar för fas-frekvenskarakteristiska ojämnheter och gruppfördröjningstid.

Ojämnheten i fas-frekvenssvaret (PFC) för radiofrekvensvägen bestäms av gruppfördröjningstiden (GDT) från formeln:

Direkt mätning av fasförskjutningens beroende av frekvensen f(n) och efterföljande differentiering av det resulterande beroendet implementeras som regel för system med låg nivå av fasbrus, men för radiokommunikationssystem är fasbrus närvarande i kanalen, vilket leder till ojämn fasrespons och en förändring av gruppfördröjningen. Vanligtvis utförs gruppfördröjningsmätningar under acceptanstest av radiosystem och tar hänsyn till möjliga avvikelser i driften av sändaren, mottagaren, antennanordningarna och radiosignalernas utbredningsförhållanden. Uppsatsen beskriver två metoder för att mäta gruppfördröjningar baserat på användningen av sammansatta radiosignaler.

Mätningar av immunitet mot linjär fädning och flervägsdämpning av radiosignaler

Parametrarna för radiosignaler ändras på grund av linjär dämpning och dämpning orsakad av flervägsutbredning av radiosignaler. Vid utförande av fabrikstester införs en acceptabel gräns för linjär dämpning, som inte överstiger 50 dB för BER = 10~3. För att kompensera för linjär dämpning används utjämnare som en del av sändaren/mottagaren. Prestandan hos en utjämnare som kompenserar för linjär dämpning kan mätas med avstämbara dämpare.

Vid mätning av motstånd mot dämpning i samband med flervägsutbredning av radiosignaler är det möjligt att använda ett tillståndsdiagram och ett ögondiagram som visar:

Tillståndsdiagram - överhörning mellan I- och Q-signaler visas som ellipser,

Ögondiagram - fenomenet multipath reflekteras av förskjutningen av "ögonens" centra från mitten till kanterna.

Men både tillståndsdiagrammet och ögondiagrammet ger inte alla nödvändiga mätspecifikationer. För att utföra praktiska mätningar av effektiviteten av kompensation för fenomenet flervägssignaler används metoder som överensstämmer med kompensationsmetoderna. Eftersom det är nästan omöjligt att förutsäga utseendet av flervägsfaktorn, beaktas effekten av denna faktor med användning av stressmetoder, det vill säga genom att simulera fenomenet flervägssignalutbredning. Som noterats i arbetet används två modeller för simulering av flervägssignalutbredning.

1. Dubbelstrålande modell. Modelleringsprincipen kommer ner på det teoretiskt baserade antagandet att dämpningen är associerad med tvåstrålsinterferens och att den störande strålen har en fördröjning (för den reflekterade strålen) i tiden. Från egenskaperna för ojämnheten i frekvenssvaret (amplitud-frekvenskarakteristik) och gruppfördröjning för tvåstrålningsutbredning av en radiosignal följer:

Minska amplituden med ändrad frekvens;

Ändringar i gruppfördröjning och frekvenssvar i fallet med en minimifas (när huvudradiostrålen har stor amplitud);

Ändringar i frekvenssvaret och gruppfördröjningen i fallet med en icke-minimum fas (när den resulterande strålen efter interferens av två strålar överstiger huvudsignalen i amplitud).

2. Modell med tre strålar. Eftersom tvåstrålsmodellen inte beskriver fenomenet amplitudmodulering och förekomsten av svaga slagmönster inom arbetsfrekvensområdet, som ett resultat av vilket amplituden för den användbara signalen avviker inom driftsområdet även om slagnoden är utanför arbetsområdet används en trestrålsmodell för att ta hänsyn till amplitudskiftningseffekt. Vanligtvis används tvåstrålemodellen för högkvalitativa mätningar och trestrålemodellen för exakta mätningar.

Intermodulationsinterferensanalys.

När radiosignaler utbreder sig i en väg uppstår intermodulationsinteraktioner av signaler under multiplexering och demultiplexering, såväl som under inverkan av olinjäriteter hos kanalbildande anordningar inom banan. Typiskt är intermodulationsdistorsion på en ganska låg nivå - mindre än 40 dB i förhållande till nivån på den önskade signalen. Styrning av intermodulationsdistorsion och eliminering av dess orsaker ger emellertid i vissa fall en lösning på problemet med interferens i intilliggande kanaler. Spektrumanalysatorer används för att analysera intermodulation.

Mätningar av egenskaper hos kanalbildande radiofrekvensvägar.

Förutom komplexa mätningar används mätningar av egenskaperna hos kanalbildande radiofrekvensvägar i stor utsträckning i praktiken, vilka kunskaper är nödvändiga vid utformning och drift av radiotekniska informationsöverföringssystem. Utöver frekvens- och effektmätningar inom serviceområdet finns det ett behov av att mäta antennsystem, termiska brusnivåer, frekvensstabilitet hos masteroscillatorer, fasjitter, parametrar för modem och förstärkningsvägar tillsammans med filteranordningar.

Antennsystemmått.

Antennmataranordningar som en del av radiofrekvensbanan spelar en extremt viktig roll. Huvudparametrarna: strålningseffekt, strålningsmönster i motsvarande plan, förstärkning, impedans, etc., beräknas och mäts vanligtvis vid antennproduktionsstadiet. Under drift är viktiga parametrar

Vandringsvågskoefficient (TWC): CBW = Umin/Umax, (7,38)

Stående vågförhållande (SWR): SWR = 1/KBW, (7,39)

Returförlustnivå från antenningången, där Umin och Umax är minimum och maximal spänning på matarlinjen.

I fallet med ideal vägmatchning: sändarutgång - matare - antenningång, KBV = 1 (eftersom all energi från sändarutgången riktas till antennen och samtidigt £/min = Umax), i fallet med Umin = 0, VSWR = oo KBV = 0 — ett stående vågläge uppstår i mataren, vilket är oacceptabelt.

I ett verkligt fall kan SWR ta värden på 1,1...2, det vill säga SWR = 0,5...0,9. I radiovägar för digitala informationsöverföringssystem med digitala typer av modulering krävs en låg nivå av returförluster, det vill säga ett minsta SWR-värde på -1,1, när moden i matarledningen är nära en hög grad av matchning.

Till exempel, för mikrovågslänkar som använder 64 QAM-modulering, är den rekommenderade nivån för undertryckning av antennreturförlust 25 dB eller högre. För att mäta returförluster används vanligtvis den krets som visas i fig. 7.20.

En signal tillförs från mikrovågsoscillatorn till antennen genom en passiv riktningskopplare. I närvaro av en våg som reflekteras från ingången kommer elektromagnetiska oscillationer in i en spektrumanalysator (eller selektiv mottagare) genom en riktningskopplare, där nivån av reflekterad effekt mäts. För att minska nivån av reflekterad effekt, matchas antenn-matarvägen. När den används i praktiken istället för en effektmätare spektrumanalysator, minskar mätnoggrannheten, eftersom effektmätaren tillsammans med den reflekterade signalen tar hänsyn till den brusnivå som är förknippad med yttre påverkan på radiokanalen i ett givet driftsfrekvensområde.

Mätningar av nivån av inneboende termiskt brus för radiofrekvensvägelement.

När brusnivån ökar ökar intersymbolförvrängningen kraftigt digitala signaler och BER-värdet ökar. I tillståndsdiagram och ögondiagram återspeglas detta i ökningen av storleken på tillståndsvisningspunkterna och effekten av att "sluta ögonen." Bullermätning olika enheter som en del av radiofrekvensbanan utförs det i driftstadiet för att lokalisera punkten för ökad brusnivå. Med tanke på att det inneboende bruset från olika enheter i radiofrekvensbanan är litet, används differentiella metoder för mätningar. För att göra detta blandas en störande enkelfrekvenssignal in i testsignalen och sedan görs brusmätningar av skillnaden mellan den störande signalen och brus. Denna metod används vid mätning av lågeffektbrus. Som ett exempel i fig. Figur 7.21 visar resultaten av brusmätningar mot bakgrund av en störande enkelfrekvenssignal för 16 QAM-modulering vid ett signal-brusförhållande C/I = 15 dB, medan, som framgår av figuren, en ökning av ljudnivån leder till en ökning av storleken på punkterna på tillståndsdiagrammet och effekten av att "stänga ögat" " på ögondiagrammet.

Ris. 7.21. Exempel på tillståndsdiagram och ögondiagram vid mätning av buller vid C/1 = 15 dB.

Mätningar av fasjitter.

En viktig mätparameter för radiofrekvensöverföringssystem med digital modulering är fasjitter för signalen från masteroscillatorerna till mottagaren/sändaren, det så kallade jitter. För att analysera jitter används ett tillståndsdiagram effektivt, eftersom ögondiagrammet inte är känsligt för det. Om fasjitter av signalen uppstår i vägen, då, som följer av

Ris. 7.22, det finns en ökning av storleken på punkterna i tillståndsdiagrammet. För att eliminera problem förknippade med närvaron av jitter vid mätning av jitter, utförs vanligtvis ytterligare mätningar av driftsparametrarna för masteroscillatorerna och fel elimineras.

Modem parametrar mätningar.

För att mäta modemparametrar används vanligtvis analysatorer som ger signalmätningar i form av tillståndsdiagram och ögondiagram, som ger den mest kompletta informationen om strukturen och förändringar i digitala moduleringsparametrar. I fig. Figur 7.23 visar som ett exempel ett tillståndsdiagram och ett ögondiagram för fallet med kvadraturamplitudmodulering med 16 tillstånd 16 QAM, varifrån det följer:

Suddighet av punkterna i tillståndsdiagrammet indikerar påverkan av brus;

Förvrängning i storleken på "ögat" indikerar möjliga störningar i driften av den digitala kanalen (till exempel förekomsten av intersymbolförvrängningar).

Ris. 7.23. Exempel tillståndsdiagram och ögondiagram för 16-tillstånds AM 16 QAM fall

Låt oss överväga följande typer av modemfel och motsvarande diagram.

1. Förlust av synkronisering i digital kanal.

Globalt demodulatorfel/frånkoppling eller faslåsningsfel kan leda till en förlust av matchning mellan modulatorn och demodulatorn och förlust av signal i transmissionssystemet. I detta fall representerar tillståndsdiagrammet en slumpmässig fördelning av signaler över motsvarande moduleringsnivåer, ögondiagrammets "öga" är helt stängt (fig. 7.24).

Ris. 7.24. Ett exempel på förlust av synkronisering i en digital kanal: tillståndsdiagrammet representerar en slumpmässig fördelning av signaler till motsvarande moduleringsnivåer, ögondiagrammets "öga" är helt stängt.

2. Brott mot inställningarna för modulerings-/demodulationsnivåparametrarna.

I fig. Figur 7.25 visar ett tillståndsdiagram, av vilket det följer att när modulerings-/demodulationsnivåerna etablerades uppstod en obalans i signalamplituden. Ändringar i tillståndsdiagrammet kan indikera olinjäriteter i modulatorn eller ett fel på DAC.

Ris. 7,25. Ett exempel på en överträdelse av inställningarna för modulerings-/demodulationsnivån.

3. Brott mot ortogonaliteten hos demodulatorns I- och Q-vektorer.

En av de vanliga felfunktionerna i modemets funktion är en funktionsfel i demodulatorn, när I- och Q-vektorerna för demodulatorns polära koordinater inte är strikt ortogonala. Detta leder till en diskrepans mellan tillstånden och det ortogonala koordinatnätet på tillståndsdiagrammet (Fig. 7.26).

Detta fel kan eller behöver inte åtföljas av ett fassynkroniseringsfel i bärvågsåterställningskretsen. I frånvaro av ett fel reduceras resultatet av inverkan av detta fel på ögondiagrammet till att "ögat" på diagrammet stängs på signal I och frånvaron av någon förändring på Q-diagrammet. fel kommer "ögonen" på båda diagrammen att stängas. Det bör noteras att analys av ögondiagrammet enbart inte tillåter att fastställa orsaken till felet, eftersom detta diagram helt sammanfaller med ögondiagrammet om det finns närvarande hög nivå additivt brus i kanalen. I det här fallet kan endast ett tillståndsdiagram ge en tillförlitlig bestämning av orsaken till felet. För att eliminera det beskrivna felet krävs justering av demodulatorn i termer av ortogonaliteten hos I- och Q-signalerna. I tillståndsdiagrammet i fig. 7.27 noterade närvaron av ett fassynkroniseringsfel på 2,3 grader.

Ris. 7,27. Ett exempel på att ett fassynkroniseringsfel inträffar.

Mätningar av driftsparametrar för förstärkare som en del av radiofrekvensvägen.

De viktigaste uppmätta parametrarna för driften av förstärkare som en del av radiofrekvensvägen är:

Brus som introduceras av förstärkare;

Icke-linjäritetsparametrar för förstärkningssektioner.

Amplitudöverbelastning kan få förstärkaren att gå in i ett olinjärt läge och som ett resultat en kraftig ökning av sannolikheten för fel i ett digitalt överföringssystem. Användningen av tillståndsdiagram och ögondiagram gör det möjligt att utvärdera orsakerna till minskningen av radiok(icke-linjära förvrängningar leder till suddighet av punkterna i tillståndsdiagrammet och stängning av "ögat" i ögondiagrammet).

Grundläggande parametrar för radiosignalen. Modulation

§ Signalstyrka

§ Specifik signalenergi

§ Signalens varaktighet T bestämmer tidsintervallet under vilket signalen existerar (annat än noll);

§ Dynamiskt omfång är förhållandet mellan den högsta momentana signaleffekten och den lägsta:

§ Signalspektrumbredd F - frekvensband inom vilket huvudsignalenergin är koncentrerad;

§ Signalbasen är produkten av signalens varaktighet och bredden på dess spektrum. Det bör noteras att det finns ett omvänt proportionellt förhållande mellan spektrumets bredd och signalens varaktighet: ju kortare spektrum, desto längre varaktighet för signalen. Sålunda förblir storleken på basen praktiskt taget oförändrad;

§ Signal-brusförhållandet är lika med förhållandet mellan den användbara signaleffekten och bruseffekten (S/N eller SNR);

§ Mängden överförd information kännetecknar kommunikationskanalens bandbredd som krävs för signalöverföring. Det definieras som produkten av signalspektrumets bredd och dess varaktighet och dynamiska omfång

§ Energieffektivitet (potentiell brusimmunitet) kännetecknar tillförlitligheten hos de överförda data när signalen exponeras för additivt vitt Gaussiskt brus, förutsatt att symbolsekvensen återställs av en idealisk demodulator. Det bestäms av det minsta signal-brusförhållandet (Eb/N 0), som är nödvändigt för att överföra data genom en kanal med en felsannolikhet som inte överstiger en specificerad. Energieffektiviteten bestämmer den lägsta sändareffekt som krävs för acceptabel drift. En egenskap hos moduleringsmetoden är energieffektivitetskurvan - beroendet av felsannolikheten för en ideal demodulator på signal-brusförhållandet (Eb/N 0).

§ Spektral effektivitet - förhållandet mellan dataöverföringshastigheten och den använda bandbredden för radiokanalen.

• AMPS: 0,83
• NMT: 0,46
• GSM: 1,35

§ Motstånd mot överföringskanalens påverkan kännetecknar tillförlitligheten hos den överförda datan när signalen utsätts för specifika distorsioner: fädning på grund av flervägsutbredning, bandbegränsning, frekvens- eller tidskoncentrerad störning, Dopplereffekten, etc.

§ Krav på förstärkarens linjäritet. För att förstärka signaler med vissa typer av modulering kan olinjära klass C-förstärkare användas, vilket avsevärt kan minska sändarens effektförbrukning, samtidigt som nivån av utombandsstrålning inte överstiger tillåtna gränser. Denna faktor är särskilt viktig för mobila kommunikationssystem.

Modulation(Latin modulatio - regelbundenhet, rytm) - processen att ändra en eller flera parametrar för en högfrekvent bärvågsoscillation enligt lagen om en lågfrekvent informationssignal (meddelande).

Den överförda informationen finns i styrsignalen (modulerande) och informationsbärarens roll spelas av en högfrekvent oscillation som kallas bärvågen. Modulering är därför processen att "landa" en informationssvängning på en känd bärare.

Som ett resultat av modulering överförs spektrumet för den lågfrekventa styrsignalen till regionen höga frekvenser. Detta gör det möjligt att, när du organiserar sändningar, konfigurera funktionen för alla mottagande och sändande enheter vid olika frekvenser så att de inte "stör" varandra.

Oscillationer av olika former kan användas som bärare (rektangulära, triangulära, etc.), men oftast används harmoniska svängningar. Beroende på vilken av parametrarna för bärvågsoscillationen som ändras, särskiljs typen av modulering (amplitud, frekvens, fas, etc.). Modulering med en diskret signal kallas digital modulering eller nyckling.

Huvudparametern för en radiosändande enhet är kraften hos signalen som sänds ut i luften. Det bör noteras att kraven på signaleffekt i VHF-området dikteras av egenskaperna hos radiovågsutbredning i detta frekvensområde.

Den första egenskapen hos VHF-serien är den rätlinjiga utbredningen av radiovågor inom siktlinjen. Figur 1 illustrerar denna egenskap hos radiovågsutbredning i detta område.

Figur 1. Siktlinje på radiolänken

Ungefär, med hänsyn till brytningen av radiovågor i VHF-området, bestäms siktlinjen i kilometer L som:

, (1)

När höjden på basstationens antenn och repeater är 70 m, får kommunikationsräckvidden inte överstiga 70 km:

När höjden på basstationens antenn och repeater är 70 m kan kommunikationsräckvidden inte överstiga 70 km. Ungefärliga siktlinjer i VHF-området visas i figur 2.

Figur 2. Ungefärlig räckvidd för en radiolänk i VHF-området

Låt oss beräkna den erforderliga uteffekten för sändarsignalen för ett givet avstånd. För att göra detta kommer vi att använda den välkända formeln för att bestämma signaleffekten vid ingången till en radiomottagare:

, (2) var P prm - signaleffekt vid ingången på radiomottagaren; P prd - signaleffekt vid utgången av radiosändaren; - radiosignalens våglängd; r— Avstånd mellan mottagare och sändare. G prd - förstärkning av radiosändarantennen (i tider); G prm - förstärkning av radiomottagarens antenn (i tider);

Det bör noteras att i mobila kommunikationssystem mäts signalstyrkan i dBm. Detta är förhållandet mellan det absoluta värdet av signaleffekten, uttryckt i watt, och signaleffekten på 1 mW.

, (3)

Till exempel motsvarar en signaleffekt på 2 W ett värde på 33 dBm och en signaleffekt på 10 W motsvarar 40 dBm. Detta tillvägagångssätt låter dig ersätta operationerna division och multiplikation med subtraktion respektive summering. I det här fallet kommer formeln för att bestämma signaleffekten vid ingången till radiomottagaren (2), uttryckt i decibel, ha följande form:

, (4)

Låt oss uttrycka den kraft som krävs från sändaren när du arbetar i ledigt utrymme. För 160 MHz-bandet och rundstrålande antenner kommer denna effekt att vara lika med:

, (5)

Med ett signal-brusförhållande vid demodulatoringången på 6 dB kan sändareffekten begränsas till 1 mW.

Å andra sidan, när en radiovåg utbreder sig längs jordens yta, upplever den ytterligare absorption. För att förklara fenomenet med radiovågor som böjer sig runt olika hinder och deras penetrering i skugg- och penumbraområdena används Huygens-Fresnel-principen. I enlighet med Fresnel-modellen begränsas räckvidden för utbredning av radiovågor mellan sändande och mottagande enheter av en rotationsellipsoid runt linjen som förbinder dem. Denna ellipsoid är flerskiktad och kan innefatta ett oändligt antal zoner.

Zonen närmast linjen som förbinder sändaren med mottagaren kallas den första Fresnel-zonen. Det är allmänt accepterat att under utbredningen av radiovågor är den mest betydande den första Fresnelzonen. Ungefär hälften av den överförda energin är koncentrerad i den. Figur 3 visar ett längdsnitt av den första Fresnelzonen.

Figur 3. Definition av Fresnelzonen

För valfri punkt på radiolänken kan radien för den första Fresnelzonen (R0) hittas med formeln:

, (6)

När man tar hänsyn till påverkan av jordens yta är den största radien av den första Fresnelzonen viktig. Med samma höjd på antennerna kommer denna radie att vara i mitten av radiolänken. I det här fallet omvandlas formel (6) till följande form:

, (7)

När radiolänkens räckvidd är mer än 5 km är det nödvändigt att dessutom ta hänsyn till jordens krökning som ett hinder. Denna effekt illustreras i figur 3. För att ta hänsyn till ökningen av nivån på jordytan i mitten av radiolänken på grund av dess krökning, kan du använda följande formel:

, (8) där hmax är den maximala höjden på det hinder som skapas på grund av jordens krökning (m), L är avståndet mellan sändaren och mottagaren (km).

Höjdvärdena för hindret som skapas på grund av jordens krökning för relativa avstånd r tek /L anges i tabell 1.

bord 1

L	Relativt avstånd på ett radiointervall
	0,1	0,2	0,3	0,4	0,5	0,6	0,7	0,8	0,9
5 km	0,02 m	0,08 m	0,18 m	0,31 m	0,5 m	0,31 m	0,18 m	0,08 m	0,02 m
10 km	0,7 m	1,3 m	1,7 m	1,9 m	2 m	1,9 m	1,7 m	1,3 m	0,7 m
15 km	1,5 m	2,7 m	3,6 m	4 m	4,25 m	4 m	3,6 m	2,7 m	1,5 m

Låt oss nu beräkna den extra absorptionen av signalen på grund av dess skuggning av jordens yta. För att göra detta beräknar vi höjden h max i mitten av radiobanan:

, (9)

Radiolinjens relativa spelrum kommer att vara lika med

, (10)

Nu, med hjälp av grafen över beroendet av signaldämpningen i förhållande till frigången för hindret som visas i figur 4, kommer vi att bestämma den ytterligare signaldämpningen.

Figur 4. Beroende av signaldämpning i förhållande till hinderfrigång

För en relativ radiolänksavstånd på -0,37 blir den extra signaldämpningen 50 dB. Som ett resultat ökar den erforderliga sändareffekten från -6 dBm till +44 dBm. Denna effekt motsvarar en sändareffekt på 20 W.

I det här fallet övervägde vi en situation där en enda radiosändare finns på ett ställe. Det finns dock inte många ställen som är lämpliga för att placera basstationsrepeaters. Därför är vanligtvis ett stort antal radiosändare av radiosystem för olika ändamål koncentrerade på ett ställe. För att säkerställa att de inte stör varandra måste olika frånkopplingsanordningar, såsom filter, cirkulatorer och kombinatorer, installeras vid sändarens utgång. Var och en av dem försvagar kraften hos radiosignalen. Dessutom kan signalen dämpas av antennmatarvägen. Det totala signaldämpningsvärdet kan nå 12 dB. Detta leder till det faktum att även om effekten vid sändarens utgång är 100 W, kommer endast 6 W att nå antennen:

, (11)

För att illustrera, låt oss konvertera detta värde till watt:

, (12)

Slutsatser

• För att arbeta i VHF-området, med hänsyn till påverkan av krökningen av jordytan och hinder, krävs en sändareffekt på minst 2 W
• För stationära radiostationer ökar den erforderliga effekten till 50 ... 100 W på grund av förluster i matare och kombinerare

Litteratur:

Andra parametrar för radiosändande enheter:

En mycket viktig egenskap hos en radiosändande anordning är omfånget av utsända frekvenser. Att organisera mobil radiokommunikation inom VHF-området...
http://site/UGFSvSPS/DiapPrdFr/

När man bildar en radiosignal är det mycket viktigt att hela spektrumet av den utsända signalen är koncentrerat inom det frekvensband som är tilldelat för en given radiokanal...
http://site/UGFSvSPS/maska/

KORT BESKRIVNING

Effektmätare serie Anritsu ML2490A De är höghastighetsdigitaliserare och processorer av signaler som kommer från effektsensorer som är anslutna till dem. Anritsu ML2495A-modellen är enkanalig och stöder anslutning av en sensor, och Anritsu ML2496A-modellen kan arbeta samtidigt med två olika sensorer. Beroende på vilken typ av sensorer som är anslutna kan frekvensområdet vara från 100 kHz till 65 GHz.

Tack vare den mycket höga digitaliseringshastigheten (tidsupplösningen når 1 ns) kan Anritsu ML2490A-seriens mätare användas för utveckling och konfiguration av radar, och bandbredden på dessa enheter, lika med 65 MHz, gör att de kan användas i alla steg av konstruktion och drift av 3G trådlösa kommunikationssystem, 4G och 5G, inklusive nästa generationssystem baserade på komplexa moduleringsteknologier som OFDM.

Förutom puls- och toppeffektsensorer kan Anritsu ML2490A-serien ansluta en mängd olika sensorer för att mäta stationära radiosignaler (CW), vilket gör dem mångsidiga i användning. Du kan ladda ner en fullständig beskrivning av alla egenskaper hos Anritsu ML2490A-serien nedan på den här sidan i avsnittet.

Huvuddragen:
Antal kanaler: 1 (modell ML2495A) eller 2 (modell ML2496A).
Frekvens: 100 kHz – 65 GHz (beroende på sensor).
Bandbredd (videoband): 65 MHz.
Typisk stigtid: 8 ns (med MA2411B pulsgivare).
Tidsupplösning: 1 ns. Inbyggd effektkalibrator (50 MHz och 1 GHz).
Idealisk för radarapplikationer och trådlösa nätverk(4G och 5G).
Effektmätningar: Average, Min, Max, Peak, Crest, PAE (Power Added Efficiency).
Skärm 8,9 cm (upplösning 320 x 240). Gränssnitt: Ethernet, IEEE-488 (GPIB), RS-232.
Vikt: 3 kg. Mått: 213 x 88 x 390 mm. Drifttemperatur: från 0°C till +50°C.
Mät kraften hos vilken radiosignal som helst

DETALJERAD BESKRIVNING

Anritsu ML2490A-serien av RF-effektmätare erbjuder överlägsen prestanda jämfört med Anritsus andra två-metersserier (ML2480B och ML2430A). ML2490A-serien innehåller två modeller: den enkanaliga ML2495A och den dubbelkanaliga ML2496A. Båda modellerna fungerar tillsammans med externa sensorer (sensorer). Anritsu ML2490A effektmätare är kompatibla med sex serier av sensorer som täcker ett mycket brett spektrum av applikationer i frekvensområdet från 10 MHz till 50 GHz och i effektområdet från -70 dBm till +20 dBm.

Beroende på typ av ansluten sensor kan Anritsu ML2490A-mätare mäta följande signalstyrkaparametrar: Medelvärde (medelvärde), Min (minimivärde), Max (maximivärde), Topp (toppvärde), Crest (toppfaktor), Rise - tid (stigtid), PAE (Power Added Efficiency), etc. För att kalibrera sensorer innehåller Anritsu ML2490A-enheter en inbyggd effektkalibrator för två frekvenser som standardfunktion: 50 MHz och 1 GHz.

Det här fotot visar Anritsu ML2495A Single Channel RF Power Meter och Anritsu ML2496A Dual Channel RF Power Meter tillsammans med två av de bästa sensorerna: Anritsu MA2411 Pulse Sensor (upp till 40 GHz) och Anritsu MA2491A Wide Wide Sensor (upp till 18) GHz).

Anritsu ML2495A enkelkanalsmätare (överst) och Anritsu ML2496A dubbelkanalsmätare (nederst) tillsammans med MA2411 pulseffektsensor och MA2491A bredbandseffektsensor.

Pulseffektsensor Anritsu MA2411B

Effektmätarna Anritsu ML2495A och ML2496A, tillsammans med Anritsu MA2411B-sensorn, är idealiska för att mäta pulsade radiosignaler i frekvensområdet från 300 MHz till 40 GHz. Med en typisk stigtid på 8 ns och en upplösning på 1 ns är direkta mätningar av egenskaperna hos radarpulser, såväl som en mängd andra typer av signaler med en puls- eller skurstruktur, möjliga.

Detta foto visar en skärmdump av Anritsu ML2496A effektmätare med resultaten av mätning av parametrarna för kanten av en RF-puls. Mätningarna utfördes med en Anritsu MA2411B pulsad effektsensor. Skalan på den horisontella axeln är 20 ns per division och på den vertikala axeln 3 dB per division. Signalen som kom från sensorn digitaliserades med en hastighet av 62,5 MSa/s.

Det här fotot visar en skärmdump av Anritsu ML2496A effektmätare som visar mätresultaten av fyra på varandra följande RF-pulser. Skalan på den horisontella axeln är 2 µs per division och på den vertikala axeln 5 dB per division. För varje puls kan du mäta: stigtid, falltid, varaktighet och andra parametrar, inklusive pulsrepetitionsintervallet PRI (Pulse Repetition Interval). Resultaten för en grupp av pulser visas också på skärmen: lägsta, maximala och genomsnittliga effektvärden.

Mätning av parametrar för fyra på varandra följande radiofrekvenspulser.

Vid mätning av högeffektsradiosignaler används ofta dämpare eller kopplare. Anritsu ML2490A-seriens effektmätare har förmågan att automatiskt ta hänsyn till värdet på en extern dämpare eller kopplare så att mätresultaten på skärmen motsvarar den faktiska effekten.

Innan du använder Anritsu MA2411B-sensorn med ML2490A-seriens effektmätare måste de kalibreras tillsammans. För att göra detta finns en referenssignalutgång (Calibrator) med en frekvens på 1 GHz och en amplitud på 0 dBm (1 mW) på effektmätarens frontpanel. Genom att ansluta sensorn till denna utgång och klicka på motsvarande menyalternativ, kalibrerar du sensorn och nollställer mätvägens fel, vilket förbereder enheten för noggranna mätningar.

Anritsu MA2411B-sensorn är optimerad för att mäta pulsade och bredbandsmodulerade signaler, men kan användas för att noggrant mäta egenskaperna hos stationära (CW) och långsamt varierande radiosignaler. Motsvarande skärmdump visas på det här fotot.

Bredbandseffektsensorer Anritsu MA2490A och MA2491A

Två bredbandssensorer är utformade för att mäta parametrarna för telekommunikationssignaler, såväl som vissa typer av pulssignaler: Anritsu MA2490A (från 50 MHz till 8 GHz) och Anritsu MA2491A (från 50 MHz till 18 GHz). Båda sensorerna ger 20 MHz bandbredd (även kallad videobandbredd eller svarshastighet), vilket är tillräckligt för att exakt mäta snabbt föränderliga signaler som 3G/4G, WLAN, WiMAX och pulser från de flesta typer av radarsystem. Stigtiden för dessa sensorer i pulsmätläge är 18 ns.

Impulsegenskaperna för MA2490A- och MA2491A-sensorerna är något sämre än de för MA2411B som diskuterats ovan, men den minsta uppmätta effekten är -60 dBm, istället för -20 dBm för MA2411B. En betydande expansion av den lägre effekttröskeln uppnås på grund av närvaron av en extra mätbana inuti sensorerna, som automatiskt slås på vid låga effektvärden.

Detta foto visar en skärmdump av Anritsu ML2496A effektmätare med resultaten av mätning av GSM-signalparametrar. Mätningar utfördes med en Anritsu MA2491A bredbandseffektsensor. Skalan på den horisontella axeln är 48 µs per division och på den vertikala axeln 5 dB per division. Toppeffekten för enskilda signalfragment når 12 dBm.

Mätning av GSM-signalparametrar med Anritsu MA2491A bredbandssensor.

Högprecisionsdiodeffektsensorer (sensorer) i Anritsu MA2440D-serien

Denna serie av högprecisionssensorer är designade för radiosignaler med låg förändrings- eller moduleringshastighet (som TDMA), såväl som stationära (CW - Continuous Wave) signaler. Svarshastigheten (videobandbredd) för dessa sensorer är 100 kHz och stigtiden är 4 µs. Alla sensorer i MA2440D-serien har en inbyggd 3 dB dämpare, vilket avsevärt förbättrar matchningen (SWR) av sensorns RF-ingångskontakt. Ett brett dynamiskt omfång på 87 dB och linjäritet bättre än 1,8 % (upp till 18 GHz) och 2,5 % (upp till 40 GHz) gör dessa sensorer idealiska för ett brett spektrum av applikationer, inklusive radioförstärknings- och dämpningsmätningar.

Anritsu MA2440D-serien av sensorer består av tre modeller, som skiljer sig i det övre frekvensområdet och typen av ingångskontakt: modell MA2442D (från 10 MHz till 18 GHz, N(m)-kontakt), modell MA2444D (10 MHz till 40 GHz, K(m)-kontakt) och modell MA2445D (10 MHz till 50 GHz, anslutning V(m)). Som ett exempel visar detta foto en Anritsu MA2444D-sensor med en K(m)-kontakt.

Högprecisionseffektsensorer baserade på termisk effekt från Anritsu MA24000A-serien

Denna serie av högprecisionssensorer är designade för stationära (CW - Continuous Wave) och långsamt föränderliga radiosignaler. Stigtiden för dessa sensorer är 15 ms. Funktionsprincipen för sensorer i denna serie är baserad på den termoelektriska effekten, som gör att du kan mäta den genomsnittliga effekten hos vilken radiosignal som helst, oavsett dess struktur eller typ av modulering. Det dynamiska omfånget för dessa sensorer är 50 dB, och linjäriteten är bättre än 1,8 % (upp till 18 GHz) och 2,5 % (upp till 50 GHz).

Anritsu MA24000A-serien av sensorer består av tre modeller, som skiljer sig i det övre frekvensområdet och typen av ingångskontakt: modell MA24002A (från 10 MHz till 18 GHz, N(m)-kontakt), modell MA24004A (10 MHz till 40 GHz, K(m)-kontakt) och modell MA24005A (10 MHz till 50 GHz, anslutning V(m)). Alla tre sensorerna i Anritsu MA24000A-serien visas på det här fotot.

Funktionsprincip och intern struktur för kraftmätare i Anritsu ML2490A-serien

Effektsensorer anslutna till Anritsu ML2490A-seriens mätare utför funktionen att omvandla den högfrekventa signalen, vars effekt måste mätas, till en lågfrekvent signal. Denna lågfrekventa signal kommer från sensorn till ingången på ML2490A-seriens mätare, digitaliseras med hjälp av den inbyggda ADC, bearbetas av en digital signalprocessor och visas på enhetens display.

Denna figur visar blockschemat för enkanals ML2495A. I detta blockschema är två ADC:er (analog-till-digitalomvandlare) markerade i grönt, med hjälp av vilka den lågfrekventa signalen som kommer från en effektsensor kopplad till mätaren digitaliseras. Om en diodsensor av Anritsu MA2440D-serien eller en termoelektrisk sensor av Anritsu MA24000A-serien är ansluten, utförs digitaliseringen med en 16-bitars ADC. Och om en Anritsu MA2411B pulssensor eller Anritsu MA2490A eller MA2491A bredbandssensorer är anslutna, utförs digitaliseringen med en höghastighets 14-bitars ADC.

Blockschema över en enkanalig effektmätare Anritsu ML2495A.

Och så här ser det ut intern organisation Anritsu ML2490A serie effektmätare. I mitten finns ett litet rektangulärt kort med en inbyggd kalibrator för 50 MHz och 1 GHz, vars högfrekvenskabel är ansluten till N-kontakten på frontpanelen. Under kalibratorkortet finns ett stort mätkort som innehåller den analoga delen, en ADC och en uppsättning programmerbara logiska matriser. Omedelbart under mätkortet finns ett andra stort digitalt bearbetnings- och styrkort som innehåller en DSP (digital signalprocessor), en mikrokontroller och digitala display- och styrenheter.

Alla kraftmätare i Anritsu ML2490A-serien levereras kompletta med ett datorprogram fjärrkontroll Anritsu PowerMax. Detta program körs på Windows-kompatibelt personlig dator och låter dig fjärrstyra driften av en enkelkanalig Anritsu ML2495A eller tvåkanalig Anritsu ML2496A-enhet. Att göra mätningar med PowerMax mjukvara gör det enkelt första installationen enhet, påskyndar mätbehandlingen och möjliggör bekväm dokumentation och lagring av resultat.

Ett exempel på Anritsu PowerMax huvudfönster visas i den här skärmdumpen. I detta fall styrs en tvåkanalig Anritsu ML2496A-modell, vars första kanal är ansluten till en Anritsu MA2411B pulseffektsensor, och Anritsu MA2491A bredbandseffektsensor är ansluten till den andra kanalen. För att förstora bilden, klicka på bilden.

Anritsu ML2490A-seriens effektmätare kommer med programvaran Anritsu PowerMax.
Klicka på bilden för att förstora bilden.

Specifikationer för Anritsu ML2490A mätare och effektsensorer

Nedan är en lista över de viktigaste tekniska egenskaperna hos Anritsu ML2490A-seriens effektmätare. För detaljerade tekniska egenskaper för mätarna, se nedan på denna sida i avsnittet.

De viktigaste tekniska egenskaperna hos Anritsu ML2490A-seriens effektmätare.

Nedan är en lista över de viktigaste tekniska egenskaperna hos effektsensorer (effektsensorer) av olika typer som är kompatibla med Anritsu ML2490A-seriens mätare. För detaljerade tekniska egenskaper för sensorerna, se avsnittet nedan på denna sida.

Huvudegenskaper hos effektsensorer kompatibla med Anritsu ML2490A-serien.

Anritsu ML2490A Series Power Meter Paketinnehåll

namn	Kort beskrivning
Anritsu ML2495A	Enkanalig effektmätare för pulsade, modulerade och stationära radiosignaler
eller
Anritsu ML2496A	Tvåkanalig effektmätare för pulsade, modulerade och stationära radiosignaler
plus:
2000-1537-R	1,5 meter kabel för anslutning av sensorn (1 st för varje kanal)
-	Kraftledning
-	Optisk skiva med dokumentation och PowerMax-mjukvara
-	Kalibrerings certifikat
-	1 års garanti (kan förlängas till 3 och 5 år)

Tillval och tillbehör för Anritsu ML2490A-seriens effektmätare

Huvudalternativ:
- alternativ 760-209 (hård transportväska för att transportera enheten och tillbehören).
- alternativ D41310(mjuk väska för att transportera enheten med en axelrem).
- alternativ 2400-82 (rackmonteringssats för en meter).
- alternativ 2400-83 (rackmonteringssats för två meter).
- alternativ 2000-1535 (skyddskåpa för frontpanel).
- alternativ 2000-1536-R(0,3 meter kabel för anslutning av mätsensorn).
- alternativ 2000-1537-R(1,5 meter kabel för anslutning av mätsensorn).
- alternativ 2000-1544 (RS-232-kabel för att blinka enheten).

Kompatibla effektsensorer:
- sensor Anritsu MA2411B(pulssensor från 300 MHz till 40 GHz, från -20 dBm till +20 dBm).
- sensor Anritsu MA2490A(bredbandssensor från 50 MHz till 8 GHz, från -60 dBm till +20 dBm).
- sensor Anritsu MA2491A(bredbandssensor från 50 MHz till 18 GHz, från -60 dBm till +20 dBm).
- sensor Anritsu MA2472D(standard diodsensor från 10 MHz till 18 GHz, från -70 dBm till +20 dBm).
- sensor Anritsu MA2473D(standard diodsensor från 10 MHz till 32 GHz, från -70 dBm till +20 dBm).
- sensor Anritsu MA2474D(standard diodsensor från 10 MHz till 40 GHz, från -70 dBm till +20 dBm).
- sensor Anritsu MA2475D(standard diodsensor från 10 MHz till 50 GHz, från -70 dBm till +20 dBm).
- sensor Anritsu MA2442D(högprecisionsdiodsensor från 10 MHz till 18 GHz, från -67 dBm till +20 dBm).
- sensor Anritsu MA2444D(högprecisionsdiodsensor från 10 MHz till 40 GHz, från -67 dBm till +20 dBm).
- sensor Anritsu MA2445D(högprecisionsdiodsensor från 10 MHz till 50 GHz, från -67 dBm till +20 dBm).
- sensor Anritsu MA2481D(universell sensor från 10 MHz till 6 GHz, från -60 dBm till +20 dBm).
- sensor Anritsu MA2482D(universell sensor från 10 MHz till 18 GHz, från -60 dBm till +20 dBm).
- sensor Anritsu MA24002A(termoelektrisk sensor från 10 MHz till 18 GHz, från -30 dBm till +20 dBm).
- sensor Anritsu MA24004A(termoelektrisk sensor från 10 MHz till 40 GHz, från -30 dBm till +20 dBm).
- sensor Anritsu MA24005A(termoelektrisk sensor från 10 MHz till 50 GHz, från -30 dBm till +20 dBm).

Dokumentation

Denna dokumentation finns i PDF-format innehåller det mesta Full beskrivning kapaciteten hos kraftmätare i Anritsu ML2490A-serien, deras tekniska egenskaper och driftlägen:

Beskrivning av Anritsu ML2490A effektmätare och sensorer för dem (på engelska) (12 sidor; 7 MB)

Tekniska egenskaper för Anritsu ML2490A mätare och sensorer för dem (på engelska) (12 sidor; 1 MB)

Anritsu ML2490A Power Meters Användarmanual (engelska) (224 sidor; 3 MB)

Anritsu ML2490A Meter Programming Guide (engelska) (278 sidor; 3 MB)

Kort information om enheter för att mäta kraften hos radiosignaler (på engelska) (4 sidor; 2 MB)

Och här kan du hitta våra tips och annat användbar information om detta ämne:

Kort översikt över alla Anritsu RF-testinstrumentserier

Kort översikt över alla Anritsu bärbara RF-analysatorserier

Hur man köper utrustning billigare - rabatter, specialpriser, demo och begagnade enheter

För att förenkla processen med att välja en effektmätare eller sensor kan du använda vår erfarenhet och rekommendationer. Vi har mer än 10 års praktisk leveranserfarenhet och vi kan genast svara på många frågor om modeller, tillval, leveranstider, priser och rabatter. Detta kommer att spara tid och pengar. För att göra detta, ring oss eller skriv till oss på

Träning. 3

Teoretisk del. 4

Grundläggande bestämmelser. 4

Enheter för mätning av radiosignalnivåer. 5

Okamura-Hata modell. 7

Modell COST231-Hata. 8

Modell KOSTNAD 231-Walfisch-Ikegami. 8

Forskningsresultat. elva

Träning

1. Genomföra jämförande studier av empiriska modeller av radiovågsdämpning Okamura-Hata, COST 231-Hata och COST 231 Walfish-Ikegami med givna egenskaper för kommunikationskanalen för alternativ 4 i riktlinjerna;

3. Förbered en arbetsrapport med följande avsnitt: 1) uppgift, 2) teoretisk del (text bifogad) och 3) forskningsresultat - två figurer med tre grafer vardera.

Obs: beräkningen av COST231Walfisch-Ikegami-modellen utförs endast för fallet med siktlinje.

Teoretisk del

Grundläggande bestämmelser

Forskning om utbredning av radiovågor i stadsmiljöer är av stor betydelse för kommunikationsteori och kommunikationsteknik. Det största antalet invånare (potentiella abonnenter) bor faktiskt i städer, och villkoren för spridning av radiovågor skiljer sig avsevärt från spridning i ledigt utrymme och halvfritt utrymme. I det senare fallet förstås utbredning över en vanlig jordyta när strålningsmönstret inte skär jordytan. I det här fallet, med riktade antenner, bestäms dämpningen av radiovågor av formeln:

L = 32,45 + 20(lgd km + lgf MHz) – 10lgG per – 10lgG per, dB =

= L 0 - 10lgG per – 10lgG per, dB. (1)

Var L 0 – grundläggande dämpning av ledigt utrymme, dB;

d km– avstånd mellan sändare och mottagare, km;

f MHz– Driftsfrekvens, MHz;

G körfält Och G prär förstärkningarna för sändnings- respektive mottagningsantennerna, dBi.

Stor försvagning L 0 bestäms med isotropa antenner, som strålar likformigt i alla riktningar och även tar emot. Därför uppstår dämpning på grund av att energi försvinner i rymden och en liten tillförsel till mottagningsantenn. När man använder riktade antenner med sina huvudstrålar orienterade mot varandra, minskar dämpningen i enlighet med ekvation (1).

Syftet med studien är att fastställa vilken radiokanal som bär meddelandet (radiosignalen), vilket ger den erforderliga kvaliteten och tillförlitligheten för kommunikationen. Kommunikationskanalen i urbana förhållanden är inte en deterministisk storhet. Förutom den direkta kanalen mellan sändaren och mottagaren, finns det störningar som orsakas av många reflektioner från marken, väggar och tak på byggnader, samt passage av en radiosignal genom byggnader. Beroende på sändarens och mottagarens relativa position kan det finnas fall där det inte finns någon direkt kanal och signalen med högst intensitet måste betraktas som den mottagna signalen hos mottagaren. I mobilkommunikation, när abonnentmottagarens antenn är på en höjd av 1 - 3 meter från marken, är dessa fall dominerande.

Den statistiska naturen hos mottagna signaler kräver antaganden och begränsningar inom vilka beslut kan fattas. Huvudantagandet är stationariteten hos den slumpmässiga processen med oberoende av interferensljud från varandra, det vill säga frånvaron av ömsesidig korrelation. Genomförandet av sådana krav ledde till

uppdelning av stadsradiokommunikationskanaler i tre huvudtyper: Gaussiska, Ricean och Rayleigh-kanaler.

Gausskanalen kännetecknas av närvaron av en dominerande direktstråle och låg interferens. Den matematiska förväntan av radiosignaldämpning beskrivs av normallagen. Denna kanal är inneboende i tv-signaler från ett tv-torn när den tas emot av kollektiva antenner på bostadshus. Riskanalen kännetecknas av närvaron av direkta strålar, såväl som reflekterade och överförda strålar genom byggnader och närvaron av diffraktion på byggnader. Den matematiska förväntningen på radiosignaldämpning beskrivs av Rice-distributionen. Denna kanal är inneboende i nätverk med en förhöjd antenn ovanför byggnader i stadsområden.

Rayleigh-kanalen kännetecknas av frånvaron av direkta strålar och radiosignalen når mobilstationen på grund av reflektioner. Den matematiska förväntan av radiosignaldämpningen beskrivs av Rayleigh-fördelningen. Denna kanal är typisk för städer med höghus.

Kanaltyper och deras densitetsfunktioner beaktas vid utveckling av signalutbredningsmodeller i stadsmiljöer. Generaliserad statistik räcker dock inte när man beräknar specifika utbredningsförhållanden, under vilka signaldämpning beror på frekvens, antennhöjd och byggnadsegenskaper. Därför vid implementering cellulär kommunikation och behovet av frekvensområdesplanering började experimentella studier av dämpning utföras i olika städer och utbredningsförhållanden. De första forskningsresultaten fokuserade på mobil cellulär kommunikation dök upp 1989 (W.C.Y.Lee). Men ännu tidigare, 1968 (Y. Okumura) och 1980 (M. Hata), publicerades resultaten av studier av dämpningen av radiovågor i staden, fokuserade på mobil trunking-kommunikation och TV-sändningar.

Ytterligare forskning utfördes med stöd av International Telecommunications Union (ITU) och syftade till att klargöra villkoren för tillämpligheten av modellerna.

Nedan tar vi upp de modeller som blivit mest spridda vid utformningen av kommunikationsnät för stadsmiljöer.

Mätenheter för radiosignalnivåer

I praktiken används två typer av mätenheter för att utvärdera nivån på radiosignaler: 1) baserat på kraftenheter och 2) baserat på spänningsenheter. Eftersom effekten vid utgången av sändarantennen är många storleksordningar högre än effekten vid mottagarantennens ingång, används flera enheter av effekt och spänning.

Enhetsmultiplar uttrycks i decibel (dB), som är relativa enheter. Effekt uttrycks vanligtvis i milliwatt eller watt:

P dBm = 10 log (P/1 mW),(2)

P dBW = 10 log (P/ 1 W).(3)

Till exempel kommer en effekt lika med 100 W i dessa enheter att vara lika med: 50 dBm eller 20 dBW.

Spänningsenheter är baserade på 1 µV (mikrovolt):

U dBµV = 20 log (U/ 1 µV). (4)

Till exempel är en spänning på 10 mV lika med 80 dBµV i givna relativa enheter.

Relativa kraftenheter används som regel för att uttrycka sändarens radiosignalnivå, relativa spänningsenheter används för att uttrycka mottagarsignalnivån. Förhållandet mellan storleken på relativa enheter kan erhållas baserat på ekvationen P=U2/R eller U 2 = PR, Var Rär ingångsimpedansen för antennen, matchad med ledningen som leder till antennen. Med logaritmen för ovanstående ekvationer och med hänsyn till ekvationerna (2) och (4), får vi:

1 dBm = 1 dBµV – 107 dB vid R= 50 Ohm; (5a)

1 dBm = 1 dBµV – 108,7 dB vid R= 75 Ohm. (5 B)

För att uttrycka sändareffekten används ofta karakteristiken - effektiv utstrålad effekt - ERP. Detta är sändareffekten med hänsyn till förstärkningen (KU = G) antenner:

ERP (dBW) = P (dBW) + G (dBi). (6)

Till exempel driver en 100 W sändare en antenn med en förstärkning på 12 dBi. Då är EIM = 32 dBW, eller 1,3 kW.

Vid beräkning av cellulär basstation eller sändartäckningsområden marksänd tv Antennförstärkningen bör beaktas, det vill säga sändarens effektiva utstrålade effekt ska användas.

Antennförstärkningen har två måttenheter: dBi (dBi)– förstärkning i förhållande till en isotrop antenn och dBd– förstärkning i förhållande till dipolen. De är släkt med varandra genom förhållandet:

G (dBi) = G (dBd) + 2,15 dB. (7)

Det bör beaktas att antennförstärkningen för abonnentstationen vanligtvis antas vara noll.

Okamura-Hata modell

Den primära versionen av modellen av Okamura och hans medförfattare är designad för följande applikationsförhållanden: frekvensområde (150 - 1500) MHz, avstånd mellan mobil- och basstationer - från 1 till 100 km, basstations antennhöjd - från 30 till 1000 m.

Modellen bygger på att jämföra dämpningen i staden med dämpningen i ledigt utrymme, med hänsyn till korrigeringskomponenter beroende på frekvensen, höjden på antennerna på basen och mobilstationerna. Komponenterna presenteras i form av grafer. Långa avstånd och höjder på basstationer är mer lämpade för tv-sändningar än för mobilkommunikation. Dessutom är upplösningen på graferna låg och mindre bekväm än den analytiska beskrivningen.

Hata approximerade Okamuras grafer med analytiska samband, minskade frekvensområdet till 1500 MHz (Okamuras var överskattat och uppfyllde inte den erforderliga tillförlitligheten för dämpningsbedömningen), minskade avståndsområdet från en till tjugo kilometer och minskade även höjden på basstationsantenn till 200 meter och gjorde förtydliganden i några komponenter i Okamuras modell. Som ett resultat av Hata-moderniseringen fick modellen namnet Okamura-Hata och är populär för att bedöma dämpningen av TV-signaler och i cellulär kommunikation i intervallet upp till 1000 MHz.

För staden, makten försvagas L i decibel (dB) beskrivs med den empiriska formeln:

L,dB=69,55 + 26,16 lgf - 13,83 lg +(44.9-6,55 lg d–a( ), (8)

Var f– frekvens i MHz,

d- avstånd mellan bas- och abonnentstationer (mobila) i km,

Höjden på antennerna vid bas- och abonnentstationerna.

I formel (8) komponenten a() bestämmer inverkan av höjden på abonnentstationens antenn på dämpningen av signaleffekt.

För en genomsnittlig stad och en genomsnittlig byggnadshöjd bestäms denna komponent av formeln:

a( ) = (1,1 lgf – 0,7)– 0,8, dB. (9)

För en stad med höga byggnader a() bestäms av formeln:

a( ) = 8,3 (log 1.54) 2 – 1,1 för f< 400 МГц; (10)

a( ) = 3,2 (lg 11,75) 2 – 5 för f> 400 MHz. (elva)

I förortsområden beror signalutbredningsförluster mer på frekvens än på höjden på abonnentstationens antenn, och därför läggs komponenten Δ till ekvation (8) med hänsyn till ekvation (9). L,dB, definierad av ekvationen:

Δ L,dB = - 5,4 – (lg (0,036 f)) 2. (12)

I öppna ytor Δ L,dB för isotropa antenner beskrivs av ekvationen:

Δ L,dB = - 41 – 4,8 (lgf) 2 + 18,33lgf. (13)

Nackdelen med Okamura-Hata-modellen är att frekvensområdet är begränsat till 1500 MHz och den kan inte användas för avstånd mindre än en kilometer.

Som en del av Europeiska unionens COST 231-projekt (Cooperation for Scientific and Technical Research) utvecklades två modeller som åtgärdade de noterade bristerna i Okamura-Hata-modellen. Dessa modeller diskuteras nedan.

Modell COST231-Hata

1 , < 200m, 1 < < 10m.

Modellen låter dig uppskatta dämpningen med hjälp av formeln:

L= 46,3 + 33,9 log f – 13,8 lgh b – a(h a) + (44,9 – 6,55lgh b) lg d + C, dB, (14)

Var MED= 0 för medelstora städer och förortsområden och MED= 3 för centra i stora städer.

Denna modell är inte lämplig för att bedöma signaldämpning vid avstånd mellan abonnenten och basstationer på mindre än 1 km. På korta avstånd är utvecklingens karaktär mer uttalad. För dessa fall har modellen COST231-Walfisch-Ikegami utvecklats.